Методика використання струму в біологічно активних точках
1 Схемотехніка стабілізованих джерел струму (ІТ)
Найбільш просто вирішувати задачу побудови ІТ можна використовуючи нелінійності вихідних характеристик біполярних і польових транзисторів. У загальному випадку ІТ будують на базі підсилювального каскаду із стічною навантаженням.
Типовий вид вихідної характеристики польового транзистора представлений на рис. 1, де використано такі позначення:
I c - струм стоку;
U c і - напруга стік-витік;
U зи - напруга затвор-витік;
U п-порогове напруга (напруга відсічення).
Рисунок 1 - Вихідні характеристики польового транзистора
З малюнка видно, що при постійних значеннях напруги зміна I c невелика. Схеми ІТ на біполярних і польових транзисторах знайшли достатнє застосування в різних пристроях через простоти їх реалізації.
Одна з найбільш простих схем ІТ з температурною компенсацією робочої точки представлена на рис. 2.
Рисунок 2 - Схема ІТ з буферним емітерний повторювач
У цій схемі падіння напруги U бе VT 2 компенсується падінням напруги на емітерний перехід VT 1, який має такі ж температурні характеристики. Резистор R 3 грає роль навантаження для VT 1 і задає струм бази VT 2. Варіюючи співвідношенням R 1 / (R 1 + R 2), можна змінювати струм навантаження.
Суттєво покращує стабілізацію струму в порівнянні з попередньою каскодне схема (рис. 3). У даній схемі VT 1 працює як і в колишній схемі, але напруга на колекторі фіксується за допомогою емітера VT 2. Струм, поточний через навантаження, практично не залежить від струму бази VT 2, якщо h 21 останнього досить велике. При цьому U ке VT 1 не залежить від напруги на навантаженні, а це означає, що усунуто впливу на величину вихідного струму змін U бе транзистора VT 1.
Малюнок 3 - каскодне схема ІТ
Для того, щоб схема забезпечувала високу точність підтримки струму, слід використовувати стабільні резистори з допуском 1%. вплив коефіцієнта h 21 можна послабити, якщо вибрати транзистор з великим значенням h 21. Тоді струм бази буде вносити менший внесок у ток емітера. Цього ж можна досягти, якщо в якості VT 1 використовувати складовою транзистор. Струм навантаження регулюється резистором у емітер VT 1.
Ще одним варіантом забезпечення незалежності вихідного струму від напруги живлення є використання напруги U бе як опорного (рис.4). У цій схемі U бе VT 1 визначає вихідний струм незалежно від напруги джерела живлення U ип. Струм навантаження визначається величиною резистора R 2:
Рисунок 4 - Схема ІТ з використанням б-е переходу транзистора
I н = U бе / R 2
За допомогою резистора R 1 встановлюється зсув VT 2 і потенціал колектора VT 1, причому цей потенціал менше U ип на подвоєну величину падіння напруги на базо-емітерний перехід (за умови, що транзистори VT 1 і VT 2 ідентичні):
U ке = U ип - 2 U бе.
Джерела струму на основі узгодженої пари біполярних транзисторів носять назву "струмові дзеркала" (ТЗ). Базова схема ТЗ представлена на рис. 5. Особливістю схеми є те, що струм через навантаження задається колекторним струмом транзистора VT 1.
Малюнок 5 - Базова схема струмового дзеркала
При зміні вхідного опору R у ланцюзі колектора VT 1 величина напруги U бе, встановлюється відповідно до необхідного струмом i пр, і залежить також від температури навколишнього середовища і типом транзистора. У результаті виявляється заданим режим схеми і транзистор VT 2, узгоджений з VT 1 (краще всього використовувати монолітний здвоєний транзистор), передає в навантаження такий же струм, який заданий для VT 1.
Одна з переваг наведеної схеми, у порівнянні з попередніми, полягає в тому, що її діапазон стійкості по напрузі дорівнює U ип за вирахуванням кількох десятих часток вольта, тому що немає падіння напруги на емітерний резисторах.
ТЗ має один суттєвий недолік - вихідний струм дещо змінюється зі зміною вихідної напруги, оскільки вихідний опір ІТ має кінцеву величину. Викликано це тим, що при заданому струмі транзистора VT 2 U бе слабо змінюється в залежності від колекторного напруги (прояв ефекту Ерлі). Практично струм може змінюватися до 21% в діапазоні стійкої роботи схеми, тобто характеристики такого ІТ будуть дещо гірше, ніж у попередніх схемах з емітерний резисторами (у них дія негативного зворотного зв'язку по струму стабілізує режим схеми). Тому, одним з варіантів поліпшення характеристик ТЗ є включення емітерний резисторів, падіння напруги на яких складає декілька десятих доль вольта.
Високий ступінь сталості вихідного струму забезпечує ТЗ Уїлсона (рис. 6). Завдяки транзистору VT 3 потенціал колектора VT 1 фіксований:
U к1 = U ип - 2 U бе.
Рисунок 6 - Схема струмового дзеркала Уїлсона
Транзистор VT3 не впливає на баланс струмів, за умови, якщо його базовий струм пренебрежимо малий. Його єдина функція полягає в тому, щоб зафіксувати потенціал колектора VT1. У результаті в токозадающіх транзисторах VT1 і VT2 U бе фіксовані. Транзистор VT3 можна розглядати просто як елемент передачі вихідного струму в навантаження. Ще однією перевагою цієї схеми є зменшення впливу базових струмів на точність передачі i вх в навантаження. ТЗ Уїлсона знайшло широке застосування в якості джерел струму.
При багатоелектродного способі діагностики і лікування потрібні ІТ з декількома виходами. Це легко досягається розпаралелюванням VT 2 в базовій схемі струмового дзеркала (рис. 5). Вихідний струм можна множити або ділити, використовуючи різні схеми підключення вихідних транзисторів (рис. 7).
Малюнок 7 - Схеми ІТ з кількома виходами (а), з множенням (б) і діленням (в) струмів в навантаженні
Варіант розподілу струмів зручний для реалізації в пристроях електротерапії. Іншим способом отримання вихідного струму, кратного вихідного, полягає у включенні додаткового резистора в ланцюг емітера вихідного транзистора (для VT3 Уїлсона, наприклад).
ІТ на ОП (рис. 8) забезпечують більше наближення до ідеального ІТ завдяки можливості забезпечення більш глибокої негативного зворотного зв'язку (ООС).
На рис. 8 Uвх - сигнал або напруга, що знімається з резистивного дільника.
Рисунок 8 - Схема ІТ на базі ОУ
Недолік схеми очевидний: у разі підключення навантажень до загальної шини ОУ повинен мати "плаваючі" джерело живлення. При цьому і керуючий вхід ІТ буде "плаваючим". Цього можна уникнути, якщо застосувати транзисторні розв'язки.
Нижче наведені схеми таких ІТ, для "заземлених" навантажень. На рис. 9 представлена схема ІТ з біполярним транзистором. Зворотній зв'язок створює на резисторі R падіння напруги, рівне U ип - U вх, яке в свою чергу визначає емітерний (а отже і вихідний) струм
I вих = (U ип - U вх) / R.
Недосконалість цього ІТ виявляється лише в тому, що невеликий базовий струм може трохи змінюватися в залежності від напруги Uке.
Якість роботи схеми може бути покращено, якщо замість VТ1 застосувати складовою транзистор, оскільки похибка виникає у зв'язку з тим, що ОУ фактично стабілізує емітерний струм, а через навантаження проходить колекторний струм. Якщо замість біполярного транзистора використовувати польовий транзистор, то проблема буде повністю вирішена, тому що вхідний струм польового транзистора незначний.
Рисунок 9 - Схема ІТ на базі ОУ з вихідним БТ
У розглянутій схемі (рис. 9) вихідний струм пропорційний величині, яку напругу, прикладена до неінвертуючий вхід ОП, нижче, ніж напруга живлення U ип. Іншими словами, напруга, за допомогою якого програмується робота схеми, вимірюється щодо шини живлення U ип (падіння напруги U R1). Це створює проблеми при подачі U вх від зовнішнього джерела.
Недолік можна усунути, застосувавши розв'язує ОУ з транзистором зворотної провідності, для якого управляє вхідна напруга вимірюється щодо загальної шини (рис.10).
Рисунок 10 - Схема з двома ОУ
Транзистор V Т1 (n-р-n типу) служить для перетворення вхідного управляючого напруги (вимірюється щодо землі) у вхідний напруга, що вимірюється щодо U ип для кінцевого ІТ. Проте слід мати на увазі, що в цій схемі ОП повинен працювати при вхідних напругах близьких або рівних U ип.
2 Вимірювання струму в БАТ
При пошуку БАТ в електропунктурної діагностики найбільшого поширення знайшов метод вимірювання електричного опору шкіри (ЕСК). При цьому фактично вимірюють струм, що протікає через БАТ. Таке вимірювання можна здійснювати як безпосередньо, включаючи мікроамперметр в робочий контур, так і опосередковано, контролюючи падіння напруги на вимірювальному резисторі R і, включеному послідовно з навантаженням R н (для зменшення похибки вимірювання повинне бути виконана умова R і <<R н). Зважаючи на малі вимірюваних струмів (1-200мкА) другий варіант можна вважати кращим, тим більше, що він полегшує завдання оцифровки результатів вимірювань.
Схема пристрою представлена на рис. 11. За зазначених умов вимірювання струму падіння напруги на R і буде мало і складає близько 1мВ (ЕСК змінюється в діапазоні 6 - 300 кОм). З цієї причини для масштабування падіння напруги на R і слід застосовувати диференційний підсилювач з коефіцієнтом підсилення K = R2/R1 близько 60. Для зниження рівня синфазних перешкод, зумовлених значною протяжністю підвідних проводів (навантаження заземлена - електрод індиферентної точки підключений до загальної шини) використовується симетрична схема вхідних ланцюгів підсилювача. Напруга на виході підсилювача дорівнює
Малюнок 11 - Схема пристрою для діагностики БАТ
U вих = I н (R і R2/R1).
Зовнішня балансування ОУ відбувається в тому випадку, якщо вона не передбачена у схемі ОУ.
3 Генератори сигнал-стимулів
У переважній своїй більшості генератори сигнал-стимулів працюють в автоколивальному режимі. При цьому найбільший пріоритет мають імпульси прямокутної форми. Генератори сигнал-стимулів можуть бути побудовані, як на базі аналогових, так і цифрових мікросхем і на будь-елементної бази (аналогові-на транзисторах, на логічних елементах, на операційних підсилювачах, на однотактний таймерах; цифрові-на програмованих таймерах, дільники, мікропроцесорах і інші варіанти).
Розглянемо найпростіший варіант автогенератора-мультивібратора на базі тригера Шмідта, схема якого представлена на рис. 12, а.
Рисунок 12 - Схема мультивібратора на базі тригера Шмідта
Ланцюг позитивного зворотного зв'язку (ПЗЗ), що забезпечує лавиноподібний перехід мультивібратора з одного стану в інший виконана на основі резистивного дільника R 1, R 2. Ланцюг негативного зворотного зв'язку (ООС) утворена інтегруючої ланцюгом RC. Тимчасові діаграми напруг на виході і на конденсаторі (інвертуючому вході) представлені на рис. 12, б. У даній схемі тривалості двох станів приблизно рівні , Тобто шпаруватість імпульсів позитивної полярності дорівнює
. Період коливань визначається співвідношенням:
.
Пилкоподібну форму напруги легко отримати, використовуючи заряд конденсатора від джерела постійного струму. Тоді при i c (t) = const = I c отримаємо лінійне наростання напруги від часу:
.
Якщо забезпечити періодичний швидкий розряд конденсатора, то отримаємо сигнал пилкоподібної форми. Для комутації перехідних процесів в конденсаторі (заряд - розряд) можна використовувати електронний ключ, підключений паралельно конденсатору (рис. 13, а). Амплітудно-часові діаграми роботи схеми представлені на рис. 13, б. При вибраному типі польового транзистора (з n - каналом) заряд конденсатора здійснюється протягом часу , Коли транзистор закритий напругою негативної полярності
. При подачі напруги, позитивної полярності транзистор відкривається і конденсатор розряджається через внутрішній опір відкритого транзистора
. Тимчасові співвідношення задаються тактовим генератором (ТГ).
Малюнок 13 - а) Схема генератора пилкоподібної напруги: ТГ - тактовий генератор; ІТ - джерело струму б) діаграми напруг
В якості ключового елемента можуть бути використані як біполярні, так і польові транзистори. Тривалість перебування ключа в замкнутому стані визначає часовий інтервал між імпульсами пилкоподібної форми, який повинен перевищувати час повного розряду ємності через внутрішній опір відкритого ключа
.
Амплітуда вихідних імпульсів визначається співвідношенням:
,
де - Напруга джерела живлення;
- Внутрішній опір джерела струму.
Для рефлексотерапії поряд з частотою повторення важливим тимчасовим параметром є коефіцієнт заповнення імпульсу, що впливає . В якості прикладу розглянемо структурну схему автогенератора, що дозволяє здійснювати незалежне керування періодом і коефіцієнтом заповнення імпульсів прямокутної форми (рис. 14, а).
Рисунок 14 - Схема автогенератора сигнал-стимулів (а) і амплітудно-часові діаграми (б)
Схема містить джерело струму (ІТ), генератор пилоподібного напруги на транзисторі VT і конденсаторі С, формувач керуючих імпульсів генератора пилкоподібної напруги (Ф) і два амплітудних компаратора АК1 і АК2.
Амплітудно-часові діаграми роботи пристрою представлені на рис. 14, б. У діаграмах використано такі позначення: - Пилкоподібну напруга, що знімається з конденсатора С;
- Регульований рівень напруги перемикання компаратора АК1, що задається змінним резистором;
- Регульований рівень напруги перемикання компаратора АК2;
- Напруга на виході формувача (на вході транзистора VT);
- Вихідна напруга, що знімається з виходу компаратора АК2;
- Тривалість імпульсу сигнал-стимулу.
Схема працює в такий спосіб. У початковий момент часу транзистор VT закритий і конденсатор З заряджається від джерела струму ІТ, формуючи лінійно наростаюче напруження, яке одночасно подається на входи компараторів АК1 і АК2. На інші входи компараторів подаються регульовані напруги і
від джерела живлення
. Для нормальної роботи схеми необхідно виконання умови
>
. Після досягнення пилкоподібної напруги рівня
відбувається перемикання компаратора АК1 (негативний перепад) з формуванням вихідного імпульсу позитивної полярності і тривалістю, що визначається співвідношенням
.
Пікоподібне напруга, продовжуючи наростати, досягає рівня спрацьовування першого компаратора . Негативний перепад вихідної напруги компаратора АК1 подається на запуск формувача, з виходу якого імпульс позитивної полярності подається на транзистор VT, викликаючи швидкий розряд конденсатора і визначаючи початок нового циклу заряду. Частота повторення циклів заряд розряд конденсатора, а отже і вихідних сигнал-стимулів, таким чином задається рівнем спрацьовування компаратора АК1 і визначається співвідношенням:
.
Перевагою схеми на рис. 15 є можливість незалежного управління частотою і тривалістю сигнал-стимулів. Регульований коефіцієнт заповнення імпульсу визначається формулою:
.
Однією з найбільш простих аналогово-цифрових інтегральних мікросхем, використовуваних для генерування послідовностей імпульсів, є інтегральний таймер типу КР602ВІ1 (SE 71). Функціональна схема та умовне позначення цього таймера представлені на рис. 15. До складу КР602ВІ1 входять наступні функціональні елементи: два компаратора DA 1 і DA 2, RS - тригер, резистивний дільник напруги R 1, R 2, R 3, вихідний підсилювачі потужності. Напруга живлення таймера може змінюватися в межах 1 - 7 В.
Малюнок 15-Функціональна схема таймера КР602ВІ1 (а) і його умовне позначення (б)
Внутрішній резистивний дільник задає порогові рівні напруги верхнього та нижнього компараторів і
відповідно на компаратори DA 1 і DA 2. Таким чином, якщо на виводі 2 таймера напруга стане менше
, То на тригер піде сигнал установки в одиницю, якщо ж напруга на виводі 2 стане більше, ніж
, То з верхнього компаратора на тригер прийде сигнал установки в нуль. Тригер має і додатковий вхід установки в нуль - висновок 4.
Якщо на входи тригера надходять одночасно сигнали установки в різні стани, то тригер спрацьовує у відповідність до таких пріоритетів сигналів. Найвищий пріоритет має сигнал, що подається на висновок 4. Тому, цей сигнал є сигналом дозволу: якщо Е = 1, то робота таймера дозволена, якщо Е = 0, то тригер таймера знаходиться в нульовому стані. Другим за старшинством є безперервний сигнал , Що подається на вивід 2. Цей сигнал відповідає інверсному вході установки тригера в одиницю: якщо Е = 1 і
, То з виходу тригера буде зніматися одиничний рівень (незалежно від напруги на виводі 2). І, нарешті, наймолодший пріоритет належить безперервному сигналу
, Що подається на вивід 2. Цей сигнал при
,
і Е = 1 забезпечує установку тригера в нуль. Вихідний каскад забезпечує струм до 60 мА, що достатньо, наприклад, для управлінням електромагнітним реле.
В якості прикладу розглянемо схему мультивібратора на базі таймера КР602ВІ1 (рис.16).
Рисунок 16 - Схема мультивібратора на базі таймера КР602ВІ1 (а) і амплітудно-часові діаграми роботи (б)
Тут обидва безперервних входу таймера (R і S) використовуються для контролю напруги на конденсаторі С. Коли це напруга досягає рівня , То тригер таймера переходить у стан 0. При цьому на інверсному виході тригера з'являється одиничний рівень, що відкриває внутрішній ключовий транзистор (мал. 16, а). Вихід ключа з'єднаний з середньою точкою дільника R 1, R 2, тому конденсатор починає розряджатися через резистор R 2 і внутрішній опір відкритого ключа. Але як тільки напруга на конденсаторі знизиться до рівня
, То у відповідність з пріоритетами сигналів, на тригер подається сигнал перемикання в одиницю і заряд конденсатора починається знову. Частота генеруючих імпульсів визначається співвідношенням:
.
Варіюючи співвідношенням опорів резисторів R 1, R 2 можна регулювати коефіцієнт заповнення імпульсів.
Вхідний струм компараторів становить приблизно 0,1 мкА, а струм витоку закритого ключа - близько 0,1 мкА. Величини цих струмів визначають найбільшу сумарний опір час задають резисторів R 1, R 2. Рекомендується вибирати значення цього опору з діапазону 1кОм - 1МОм. Найменша можлива тривалість формованого імпульсу обмежена швидкодією таймера і дорівнює 6 мкс.
Останнім часом широкого поширення набули пристрої генерування сигнал-стимулів на базі мікроконтролерів.