Зміст
Введення
1. Теоретичні основи побудови модуляторів і демодуляторів
2. Мікроелектронні формувачі і перетворювачі вимірювальних
сигналів
2.1. Формування синусоїдальних високочастотних сигналів з
підвищеною стабільністю амплітуди та лінійністю характеристики
управління по частоті
2.2. Теоретичні основи керованих автогенераторів
3. Прецизійний амплітудний модулятор
4. Лінійний частотний модулятор
5. Цифровий частотно-фазовий демодулятор
Висновок
Список використаної літератури
Введення
В основі проектування (інтегралізаціі) радіоприймальних пристроїв (РПУ) на ІС лежать загальні принципи проектування мікроелектронної апаратури, які набувають деякі особливості, пов'язані зі специфікою приймальної апаратури.
Відмінними рисами РПУ є:
аналоговий характер сигналу, його великий динамічний діапазон (частки мікровольт - одиниці вольт);
широкий частотний діапазон (від постійного струму - на виході детектора, до сотень мегагерц або десятків гігагерц - на виході);
велика кількість нерегулярних сполук;
функціональна різноманітність вузлів (блоків) при їх відносно невеликому загальному числі.
До функціональних блоків (каскадам) пред'являються різноманітні вимоги, що часто залежать від типу сигналів. У деяких вузлах повинна бути забезпечена прецизійність виготовлення. Часто виявляється необхідним змінювати параметри елементів у процесі регулювання апаратури, що небажано при мікроелектронному виконанні.
На цифрових ІС можна реалізувати практично будь-який алгоритм обробки сигналу, здійснюваний у приймально-підсилювальних пристроях, включаючи елементи оптимального радіоприйому.
Переваги цифрової обробки: необмежено довго можна зберігати інформацію, відсутність помилок, параметричних відходів при функціонуванні, легка можливість адаптації (зміна параметрів пристроїв під впливом сигналу або по команді), висока технологічність у виробництві, великі перспективи подальшої мікромініатюризації.
1. Теоретичні основи побудови модуляторів і демодуляторів
Аналоговий перемножителя сигналу (ПС) є універсальним базовим блоком, виконує ряд математичних функцій: множення, ділення, зведення в квадрат. У ряді випадків функціональні можливості ПС реалізуються спільно з ОУ.
ПС може застосовуватися в якості модулятора. Розглянемо основні принципи побудови модуляторів і демодуляторів.
Балансний модулятор може мати високу лінійність лише по одному (модуляційному) входу. Другий вхід (вхід несучої) може живиться змінним напругою з постійною амплітудою, причому рівень несучої може бути досить великим і вироджуватися у функцію комутації S Н (t) (рис. 1, а).
Фізично Це означає, що активні елементи модулятора при високому рівні вхідного сигналу перетворюються в синхронні ключі, при цьому сигнал, що модулює U M (t) (рис. 1, б) ефективно комутується з частотою несучої S Н (t), утворюючи вихідний сигнал у вигляді (рис. 1, в)
де К - коефіцієнт пропорційності.
Рис. 1. Діаграми, що пояснюють роботу БМ при дії функції комутації
Таким чином, при використанні БМ в режимі сильних сигналів один із сигналів (що несе) являє собою симетричну прямокутну хвилю одиничної амплітуди S Н (t) (рис. 1, а) перша гармоніка якої
Використовуючи розкладання Фур'є, несучу S Н (t) можна представити у вигляді суми членів нескінченної гармонічного ряду з частотами кратними
де коефіцієнти Фур'є обчислюються за формулою
Для придушення гармонійних складових ФНЧ з частотою зрізу трохи вище
де К - коефіцієнт, що враховує твір масштабних коефіцієнтів передачі ПС і ФНЧ на частоті перший гармонійної; U Н - напруга коливання обмеженою несучою.
Рис. 2. Схема БМ
Якщо на модулирующий вхід подати сигнал з постійною складовою
де U 0 - напруга постійної складової; U M і
де
При використанні БМ в режимі фазового детектування (рис. 3) на входи ПС подають напруги однієї і тієї ж частоти, але зі зрушенням фаз на кут
Рис. 3. Фазовий демодулятор
Якщо за допомогою ФНЧ відфільтрувати складову з подвоєною частотою, то на виході ФД отримаємо постійне напруга, пропорційне косинусу кута
У разі потреби за допомогою смугового фільтра, як випливає з виразу (5), можна отримати подвоєння частоти.
Можливість визначення за допомогою БМ фазового зсуву між напругою може бути використана для побудови частотних демодуляторів ЧМ сигналу. Структурна схема частотного демодулятора (рис.4) включає широкосмуговий обмежувач 1, усуває можливу зміну амплітуди ЧМ сигналу і формує високий рівень сигналу комутації S 1 (t), смуговий фазозсувні фільтр 2, налаштований на частоту несучої (середню частоту) ЧМ сигналу, а також БМ 3 та ФНЧ 4.
Рис. 4. Частотний демодулятор
Смуговий фільтр (рис. 5) формує другий сигнал S 2 (t), керуючий БМ. При високій добротності фільтра фазовий зсув
де 
де К - коефіцієнт перетворення частотного демодулятора; U ЧС - вхідна напруга ЧМ сигналу.
Реалізація ПС у вигляді амплітудного модулятора на основі операційних підсилювачів і зміні провідності польового транзистора показана на рис.6. Тут як керованого параметра використовується провідність каналу ПТ, характеристика якої в режимі керованого опору апроксимується виразом
Рис. 6. Амплітудний модулятор на основі ПТ і ОУ
Нехай на один вхід (в ланцюг стоку ПТ) подається щодо високочастотний (несе) сигнал U C 1 (t), а на другий вхід (в ланцюг затвора ПТ) за допомогою инвертирующего суматора на ОУ2 з одиничним коефіцієнтом передачі - низькочастотний (модулирующий) U C 2 (t) і постійна складова напруги U 0
де U m 1, U m 2 і
Беручи до уваги (7) ... (10) і враховуючи, що між затвором і витоком ПТ діє напруга
або
де U m 0 і m - амплітуда несучої і глибина модуляції одержуваного АМ коливання;
Для дослідження спектрального складу АМ коливань формулу (12) доцільно замінити виразом (4), що містить всього ліщь три складових. Реально спектр (рис. 7) АМ сигналу модулятора крім трьох основних частот (4) містить ряд інших складових, віддалених від несучої на величину, кратну частоті
Рис. 7. Спектр вихідного сигналу амплітудного модулятора
2. Мікроелектронні формувачі і перетворювачі
вимірювальних сигналів
2.1 Формування синусоїдальних високочастотних сигналів з
підвищеною стабільністю амплітуди та лінійністю характеристики управління по частоті
Найбільш поширеним методом формування синусоїдальних сигналів на підвищених частотах є метод, заснований на компенсації активних втрат в резонансній LC-контурі негативним опором, реалізованим за допомогою, наприклад, лінійних підсилювачів з ПОС, КОС, електронних приладів з падаючої вольтамперной характеристикою і т.д. На відносно низьких частотах перевага віддається RC-генераторів, наприклад, на основі мосту Вина, тому що на цих частотах для LC-генераторів потрібні великі номінали індуктивностей і ємностей, що для МЕУ небажано.
Одержувані в такий чи інший спосіб коливання виявляються недостатньо стабільними по амплітуді і по частоті, особливо при їх управлінні. При цьому характеристики управління, як правило, є нелінійними, що визначає доцільність їх лінеаризації і стабілізації.
Основоположним методом вирішення даної проблеми є розроблений нами метод лінеаризації і термостабілізації характеристик нелінійних елементів [4,7], викладений у роботах [1,2].
Стосовно до управління формованих коливань даний метод відрізняється лише реалізацією зразкового перетворювача "параметр - напруга", який в даному випадку повинен бути перетворювачем частоти в напругу (ПЧН) при лінеаризації характеристики управління по частоті і широкосмуговим амплітудним демодулятором (АТ) (випрямлячем) при стабілізації амплітуди коливань.
Рис. 8. Структурна схема керованого по частоті й амплітуді
автогенератора
Принцип дії підсистем регулювання грунтується на порівнянні перетворюваних сигналів, пропорційних амплітуді і частоті, з опорними напругами
У зв'язку з тим що амплітуда регулюючих сигналів МЕУ, як правило, не перевищує
2.2. Теоретичні основи керованих автогенераторів
Еквівалентна схема заміщення автогенератора (рис. 9) включає коливальний контур, представлений у вигляді двох протилежних за знаком реактивних опорів
еквівалентну активну складову провідності
широкосмуговий підсилювач з комплексним коефіцієнтом передачі
Введення
1. Теоретичні основи побудови модуляторів і демодуляторів
2. Мікроелектронні формувачі і перетворювачі вимірювальних
сигналів
2.1. Формування синусоїдальних високочастотних сигналів з
підвищеною стабільністю амплітуди та лінійністю характеристики
управління по частоті
2.2. Теоретичні основи керованих автогенераторів
3. Прецизійний амплітудний модулятор
4. Лінійний частотний модулятор
5. Цифровий частотно-фазовий демодулятор
Висновок
Список використаної літератури
Введення
В основі проектування (інтегралізаціі) радіоприймальних пристроїв (РПУ) на ІС лежать загальні принципи проектування мікроелектронної апаратури, які набувають деякі особливості, пов'язані зі специфікою приймальної апаратури.
Відмінними рисами РПУ є:
аналоговий характер сигналу, його великий динамічний діапазон (частки мікровольт - одиниці вольт);
широкий частотний діапазон (від постійного струму - на виході детектора, до сотень мегагерц або десятків гігагерц - на виході);
велика кількість нерегулярних сполук;
функціональна різноманітність вузлів (блоків) при їх відносно невеликому загальному числі.
До функціональних блоків (каскадам) пред'являються різноманітні вимоги, що часто залежать від типу сигналів. У деяких вузлах повинна бути забезпечена прецизійність виготовлення. Часто виявляється необхідним змінювати параметри елементів у процесі регулювання апаратури, що небажано при мікроелектронному виконанні.
На цифрових ІС можна реалізувати практично будь-який алгоритм обробки сигналу, здійснюваний у приймально-підсилювальних пристроях, включаючи елементи оптимального радіоприйому.
Переваги цифрової обробки: необмежено довго можна зберігати інформацію, відсутність помилок, параметричних відходів при функціонуванні, легка можливість адаптації (зміна параметрів пристроїв під впливом сигналу або по команді), висока технологічність у виробництві, великі перспективи подальшої мікромініатюризації.
1. Теоретичні основи побудови модуляторів і демодуляторів
Аналоговий перемножителя сигналу (ПС) є універсальним базовим блоком, виконує ряд математичних функцій: множення, ділення, зведення в квадрат. У ряді випадків функціональні можливості ПС реалізуються спільно з ОУ.
ПС може застосовуватися в якості модулятора. Розглянемо основні принципи побудови модуляторів і демодуляторів.
Балансний модулятор може мати високу лінійність лише по одному (модуляційному) входу. Другий вхід (вхід несучої) може живиться змінним напругою з постійною амплітудою, причому рівень несучої може бути досить великим і вироджуватися у функцію комутації S Н (t) (рис. 1, а).
Фізично Це означає, що активні елементи модулятора при високому рівні вхідного сигналу перетворюються в синхронні ключі, при цьому сигнал, що модулює U M (t) (рис. 1, б) ефективно комутується з частотою несучої S Н (t), утворюючи вихідний сигнал у вигляді (рис. 1, в)
де К - коефіцієнт пропорційності.
Рис. 1. Діаграми, що пояснюють роботу БМ при дії функції комутації
Таким чином, при використанні БМ в режимі сильних сигналів один із сигналів (що несе) являє собою симетричну прямокутну хвилю одиничної амплітуди S Н (t) (рис. 1, а) перша гармоніка якої
Використовуючи розкладання Фур'є, несучу S Н (t) можна представити у вигляді суми членів нескінченної гармонічного ряду з частотами кратними
де коефіцієнти Фур'є обчислюються за формулою
Для придушення гармонійних складових ФНЧ з частотою зрізу трохи вище
де К - коефіцієнт, що враховує твір масштабних коефіцієнтів передачі ПС і ФНЧ на частоті перший гармонійної; U Н - напруга коливання обмеженою несучою.
Рис. 2. Схема БМ
Якщо на модулирующий вхід подати сигнал з постійною складовою
де U 0 - напруга постійної складової; U M і
де
При використанні БМ в режимі фазового детектування (рис. 3) на входи ПС подають напруги однієї і тієї ж частоти, але зі зрушенням фаз на кут
Рис. 3. Фазовий демодулятор
Якщо за допомогою ФНЧ відфільтрувати складову з подвоєною частотою, то на виході ФД отримаємо постійне напруга, пропорційне косинусу кута
У разі потреби за допомогою смугового фільтра, як випливає з виразу (5), можна отримати подвоєння частоти.
Можливість визначення за допомогою БМ фазового зсуву між напругою може бути використана для побудови частотних демодуляторів ЧМ сигналу. Структурна схема частотного демодулятора (рис.4) включає широкосмуговий обмежувач 1, усуває можливу зміну амплітуди ЧМ сигналу і формує високий рівень сигналу комутації S 1 (t), смуговий фазозсувні фільтр 2, налаштований на частоту несучої (середню частоту) ЧМ сигналу, а також БМ 3 та ФНЧ 4.
U ВИХІД (t) |
ЧС |
1 |
3 |
4 |
2 |
S 2 (t) |
S 1 (t) |
Рис. 4. Частотний демодулятор
Смуговий фільтр (рис. 5) формує другий сигнал S 2 (t), керуючий БМ. При високій добротності фільтра фазовий зсув
|
L |
C 2 |
R |
Рис. 5. Фазозсувні фільтр
Відфільтрований ФНЧ сигнал виявляється пропорційним девіації частоти вхідного сигналуде К - коефіцієнт перетворення частотного демодулятора; U ЧС - вхідна напруга ЧМ сигналу.
Реалізація ПС у вигляді амплітудного модулятора на основі операційних підсилювачів і зміні провідності польового транзистора показана на рис.6. Тут як керованого параметра використовується провідність каналу ПТ, характеристика якої в режимі керованого опору апроксимується виразом
Рис. 6. Амплітудний модулятор на основі ПТ і ОУ
Нехай на один вхід (в ланцюг стоку ПТ) подається щодо високочастотний (несе) сигнал U C 1 (t), а на другий вхід (в ланцюг затвора ПТ) за допомогою инвертирующего суматора на ОУ2 з одиничним коефіцієнтом передачі - низькочастотний (модулирующий) U C 2 (t) і постійна складова напруги U 0
де U m 1, U m 2 і
Беручи до уваги (7) ... (10) і враховуючи, що між затвором і витоком ПТ діє напруга
або
де U m 0 і m - амплітуда несучої і глибина модуляції одержуваного АМ коливання;
Для дослідження спектрального складу АМ коливань формулу (12) доцільно замінити виразом (4), що містить всього ліщь три складових. Реально спектр (рис. 7) АМ сигналу модулятора крім трьох основних частот (4) містить ряд інших складових, віддалених від несучої на величину, кратну частоті
Рис. 7. Спектр вихідного сигналу амплітудного модулятора
2. Мікроелектронні формувачі і перетворювачі
вимірювальних сигналів
2.1 Формування синусоїдальних високочастотних сигналів з
підвищеною стабільністю амплітуди та лінійністю характеристики управління по частоті
Найбільш поширеним методом формування синусоїдальних сигналів на підвищених частотах є метод, заснований на компенсації активних втрат в резонансній LC-контурі негативним опором, реалізованим за допомогою, наприклад, лінійних підсилювачів з ПОС, КОС, електронних приладів з падаючої вольтамперной характеристикою і т.д. На відносно низьких частотах перевага віддається RC-генераторів, наприклад, на основі мосту Вина, тому що на цих частотах для LC-генераторів потрібні великі номінали індуктивностей і ємностей, що для МЕУ небажано.
Одержувані в такий чи інший спосіб коливання виявляються недостатньо стабільними по амплітуді і по частоті, особливо при їх управлінні. При цьому характеристики управління, як правило, є нелінійними, що визначає доцільність їх лінеаризації і стабілізації.
Основоположним методом вирішення даної проблеми є розроблений нами метод лінеаризації і термостабілізації характеристик нелінійних елементів [4,7], викладений у роботах [1,2].
Стосовно до управління формованих коливань даний метод відрізняється лише реалізацією зразкового перетворювача "параметр - напруга", який в даному випадку повинен бути перетворювачем частоти в напругу (ПЧН) при лінеаризації характеристики управління по частоті і широкосмуговим амплітудним демодулятором (АТ) (випрямлячем) при стабілізації амплітуди коливань.
Відповідно до викладеного структурна схема керованого автогенератора (рис.8) містить власне автогенератор 1, підсистему стабілізації амплітуди, що включає широкосмуговий АД 2, ІОН 3, суматор 4 і порівнює пристрій 5, а також підсистему лінеаризації характеристики управління по частоті, що включає ПЧН 6, джерело 7 керуючого напруги, суматор 8 і порівнює пристрій 9. При необхідності керований автогенератор може бути доповнений генератором 10 модулюючого сигналу, за допомогою якого за допомогою перемикача 11 може бути здійснена амплітудна модуляція (АМ) (нижнє положення) або частотна модуляція (ЧМ) (верхнє положення) формованого сигналу.
Рис. 8. Структурна схема керованого по частоті й амплітуді автогенератора
Принцип дії підсистем регулювання грунтується на порівнянні перетворюваних сигналів, пропорційних амплітуді і частоті, з опорними напругами
У зв'язку з тим що амплітуда регулюючих сигналів МЕУ, як правило, не перевищує
2.2. Теоретичні основи керованих автогенераторів
Еквівалентна схема заміщення автогенератора (рис. 9) включає коливальний контур, представлений у вигляді двох протилежних за знаком реактивних опорів
еквівалентну активну складову провідності
широкосмуговий підсилювач з комплексним коефіцієнтом передачі
Рис. 9. Еквівалентна схема заміщення керованого генератора
При повній компенсації активних складових виникає генерація сигналу і, отже, виконується баланс активних потужностей в коливальному контурі [8]:
де
Система рівнянь, що описує схему, представлену на (мал. 9), і дозволяє визначити величини, що входять у (18), має вигляд
Вирішуючи систему (19), отримуємо
Оскільки схема призначена для компенсації тільки активною складовою провідності, доцільно в якості регулюючих використовувати елементи з чисто активним, ємнісним або індуктивним характером провідності
Розглянемо можливість використання в якості
На підставі (20) - (22) визначаємо величини, що входять у (18):
де
Підставляючи (23) - (26) у (18) та враховуючи (16), знаходимо реалізовану негативну активну провідність, що компенсує провідність коливального контуру
За умов
Похибка, що допускається при даних обмеженнях, оцінимо на підставі порівняння співвідношень (27) і (28)
Якщо припустити, що в робочому діапазоні частот підсилювач не буде мати фазового зсуву (
При необмеженій зменшенні вхідної провідності підсилювача в порівнянні з провідністю коливального контуру (
і схема (див. рис.9) дозволяє отримати високу лінійність компенсації провідностей резонансного контуру в широкому діапазоні зміни його активної складової, пов'язаної як з перебудовою за частотою
При використанні керованої провідності (8.260) у вигляді ємності (
Для реалізації схемою (див. рис.9) негативної провідності необхідно в (32) забезпечити
Проведений аналіз для випадку
3. Прецизійний амплітудний модулятор
Поєднання функцій генерування і модуляції по амплітуді або частоті коливань у автогенератора недоцільно, оскільки це призводить до неконтрольованого підвищення нестабільності частоти, яку прагнуть зменшувати всілякими засобами, включаючи термостатування автогенератора. У зв'язку з цим дані операції поділяють, залишаючи функцію генерування коливань у автогенератора, а функцію модуляції коливань здійснюють за допомогою окремих амплітудних або частотних модуляторів, що визначає необхідність вдосконалення їх схемотехніки.
Побудова амплітудних модуляторів, що працюють на відносно низьких і середніх частотах c використанням ПТ та ОУ, а також перемножителя сигналів, розглянуто в роботах [1,3].
Широкосмуговий амплітудний модулятор, здатний працювати на високих (сотні мегагерц) частотах, може бути реалізований на основі схеми Шун (рис. 10) з симетричним виходом і управлінням високочастотного (несе) сигналу
Для змінюється в часі струму ГСТ
де
Вихідна симетричне напруга модулятора з урахуванням (33)
де
Рис. 10. Прецизійний амплітудний модулятор
При вхідних синусоїдальних сигналах
де
вихідна напруга (35) модулятора набуває вигляду амплітудно-модульованого коливання
де
Як випливає з формули (39), коефіцієнт передачі за несучою
відповідає коефіцієнту передачі ДУ, амплітуда неспотвореного вихідного сигналу якого не може перевищувати подвоєного значення падіння напруги на резисторі навантаження
при цьому рівень вхідного сигналу (36) може бути не вище подвоєного температурного потенціалу
Амплітуда модулюючого сигналу (37) при неперевищення стовідсоткової глибини модуляції (
Амплітуду сигналу (44) можна отримати на виході повторювача сигналу (рис.10) при тих же живлять напругах ОУ1, що і модулятора в цілому. Якщо потрібний струм
Опір навантаження модулятора слід вибирати виходячи з частоти зрізу
Дійсно, при введенні резисторів
а похідна від (46)
є зворотною функцією квадрата модулюючого струму
Знімати безпосередньо сигнали з несиметричних виходів модулятора не можна, оскільки на кожному з цих виходів присутній синфазний сигнал, що утворюється при зміні струму ГСТ на кожному з опорів навантаження
Для отримання можливості знімання корисного сигналу з одного виходу (краще з другого, так як БТ Т2 включений за схемою з ПРО, при цьому опір навантаження в Т1 має бути закорочений з метою отримання включення з ОК) щодо спільної точки необхідний спеціальний каскад зсуву рівня, який дозволив би, виключивши вплив синфазного сигналу, відновити колишній закон модуляції і сформувати несучу без постійної складової. У зв'язку з цим основна схема модулятора (рис. 10) доповнено каскадом зсуву рівня на БТ Т5 з керованим ГСТ на транзисторах
Умова компенсації постійної складової, включаючи синфазних, на виході модулятора
де
З урахуванням зазначеного та формули (33) умова (47) набуває вигляду
де
Умова компенсації (48) у статичному режимі (при відсутності модуляції
дозволяє визначити необхідний номінал компенсуючого резистора
Умова компенсації (48) у динамічному режимі (при наявності модуляції)
дозволяє визначити необхідний рівень змінної напруги компенсації
Для спрощення практичної реалізації модулятора необхідно дотримуватися рівність напруг
При ідентичних параметрах ГСТ
Рівняння (52) дозволяє синтезувати управляє додатковим ГСТ пристрій, який повинен бути інвертує пристроєм на ОУ2 c коефіцієнтом передачі
Номінали резисторів ланцюга ООС
Коефіцієнт передачі каскаду зсуву рівня на транзисторі Т5
де
Результуючий коефіцієнт передачі за несучою амплітудного модулятора (41) і (54)
Вхідні опору по входу несучої модулятора без урахування опору в ланцюзі бази транзистора Т1, яке при підключеному джерелі сигналу
де
Вхідний опір модулятора по модуляційному входу виключно велике, воно визначається вхідним диференціальним опором
У зв'язку з цим модуляційний вхід модулятора доцільно екранувати, з'єднавши оплітку кабелю з виходом ОУ1, як показано на рис.10.
Вихідний опір модулятора
відносно велике, і це визначає необхідність використання високоомній навантаження.
Так як транзистори диференціальної пари Т1 і Т2 включені за схемою ОК-ПРО і навантаженням її є БТ Т5, включений за схемою ОК, то у формуванні частоти зрізу
де
У зв'язку з цим необхідна частота одиничного посилення транзисторів Т1 і Т2
Розрахунок амплітудного модулятора слід починати з визначення опору навантаження (60) та завдання вимог до транзисторам диференціальної пари Т1, Т2 і режиму їх роботи з метою забезпечення заданого частотного діапазону. При ємностях
Бажано щоб інші транзистори схеми модулятора були однотипними з Т1 і Т2, але вони працюють з ланцюгами ООС, та їх частоти одиничного посилення можуть бути дещо меншими, незважаючи на подвоєне значення їх робочого струму.
Так як до модулятору, як правило, не пред'являється високих вимог в частині коефіцієнта посилення несучої (56), то навіть при такій низкоомной навантаженні струм ГСТ (34) може бути обраний не дуже великої величини (
Після цього розрахунок проводять відповідно до формулами, що описують роботу модулятора, включаючи оцінку вхідних і вихідних його параметрів (57) - (59), вибір відповідного ОУ та визначення номіналів резисторів
При первинній налагодженні амплітудного модулятора необхідно за відсутності вхідних сигналів (36) і (37) як можна точніше отримати нульовий рівень постійної складової вихідної напруги
4. Лінійний частотний модулятор
ЧС, так само як і АМ, може бути здійснена в окремому від автогенератора модуляторі. Це актуально для ряду радіотехнічних систем, в тому числі і вимірювальних [9], що вимагають двох синхронізованих сигналів, один з яких представляє собою немодульованою коливання, а інший - коливання з ЧС або АМ.
|
ПЧН 7 і ФНЧ 8.
До другого входу ЦЧФД допомогою ФІ 9 підводиться сигнал від зовнішнього високочастотного генератора несучої частоти з напругою
При відсутності одного з дільників 10 або 11 частота
де
Для виключення впливу ЧС на роботу систем регулювання частоти зрізу
Лінійність ЧС в розглянутому модуляторі визначається лінійністю характеристики ПЧН, що входить до складу системи лінеаризації характеристики управління генератора, що діє за принципом, викладеним у підрозділ. 2.1, тобто при певному коефіцієнті передачі порівнює пристрою досягається прив'язка характеристики керованого по частоті генератора до характеристики ПЧН 7. Відповідно до цього і ЧС у модуляторі (рис.11), що реалізується під впливом напруги
Синхронізація несучої частоти (63) керованого генератора з частотою зовнішнього генератора проводиться за допомогою системи ФАПЧ, принцип дії якої достатньо повно викладено в роботі [1].
При розбіжності частот, що діють на входах ЦЧФД, на виході останнього утворюється різниця напруги відповідної полярності, яка після підсилення в ДУ, суматорі і порівнюємо пристрої впливає на керований генератор так, що його частота збігається з частотою сигналу
Знаючи характеристику управління генератора з урахуванням коефіцієнта передачі суматора, який може бути реалізований на основі инвертирующей ОС, можна визначити необхідний рівень напруги, що модулює
Характерною особливістю частотного модулятора є те, що при лінійній характеристиці керованого генератора і постійному рівні напруги, що модулює девіація частоти
Практична реалізація всіх функціональних блоків, що входять в лінійний модулятор (див. рис.11), за винятком ЦЧФД і дільників частоти 10 і 11, які в найпростішому варіанті можуть бути здійснені на основі послідовного з'єднання Т - тригерів, викладена вище. ЦЧФД є найбільш відповідальним функціональним блоком, і його принципи побудови необхідно розглянути окремо.
5. Цифровий частотно-фазовий демодулятор
Аналоговий фазовий демодулятор (ФД), що використовується у системі ФАПЧ [1], володіє істотним недоліком - обмеженою смугою захоплення, тобто система ФАПЧ не працює при первісному частотному зсуві певної величини, так як даний ФД не формує керуючого напруги в правильному напрямку. На відміну від аналогового ЦЧФД, представлений на рис.12, при будь-якому фазовому зсуві виробляє сигнал з правильним знаком расстройки порівнюваних частот.
Принцип дії ЦЧФД, що містить два
У початковому стані тригери D1 і D2 формують одиничні сигнали і на їх інверсних виходах присутні низькі потенціали (див. рис.13, в, г). З приходом першого імпульсу з послідовності імпульсів
Високі потенціали з інверсних виходів D-тригерів інвертуються в елементі І-НЕ D3 і нульовий потенціал з його виходу встановлює D-тригери в початковий стан.
Тривалість імпульсів на інверсному вихід першого D-тригера D1 (див. рис. 13, в) залежить від зсуву фаз між сигналами
Таке співвідношення між длительностями імпульсів на виходах D-тригерів спостерігається при частотах вхідних сигналів
При
де
Часовий зсув
Дана характеристика принципово відрізняється від характеристики аналогового ФД
Якщо, наприклад, частота одного сигналу
Таким чином, розглянутий ЦЧФД (див. рис. 12) виконує роль частотного демодулятора (компаратора) при частотах
Номінали вихідних ФНЧ ЦЧФД (див. рис. 12) розраховують, виходячи з частот зрізу
Частотний діапазон роботи ЦЧФД визначається граничною частотою функціонування використовуваних D-тригерів і елемента І-НЕ. При реалізації ЦЧФД на основі стандартних ІС 1554-ї серії, до складу якої входять подвійний D-тригер (1554ТМ2) і 4 елементи І-НЕ (1554ЛА3), робочий діапазон частот може бути отриманий до 100 МГц.
ВИСНОВОК
За останній час суттєво підвищився технічний рівень електронної техніки. Інтегральна мікросхемотехніка в своєму розвитку досягла високого рівня. Швидкий розвиток вимагає створення все більш точного і складного автоматизованого технологічного обладнання. Однак, разом з цим ми отримуємо можливість створення більш складних і досконалих пристроїв з кращими характеристиками і параметрами, зменшення їх габаритів.У процесі виконання даної курсової роботи ми ознайомилися із загальними принципами побудови таких вузлів радіоприймальних пристроїв як різні види модуляторів, вивчили основні методи їх проектування з використанням мікросхемотехніки. Отримали практичні навички проектування, розрахунку і моделювання вузлів радіоприймача з використанням ПЕОМ.
Дослідженню підлягали: лінійний частотний модулятор, цифровий частотно-фазовий демодулятор та прецизійний амплітудний модулятор. Розроблені схеми пристроїв працюють в широкому діапазоні частот 100-250 МГц з діапазоном керуючих напруг 0-10 В.
СПИСОК ВИКОРИСТАНОЇ ЛІТЕРАТУРИ
1. З в і р і д В.Л. Мікросхемотехніка аналогових електронних пристроїв: Учеб. Посібник для радіотехн. спец. вузів. - Дизайн ПРО, 1998. - 256с.
2. З в і р і д В.Л. Проектування мікроелектронних пристроїв: Учеб. Посібник з курсу "Мікросхемотехніка": У 4 ч. Ч.2: Методологія, основи метрології, проектування та розрахунок електронно-керованих зразкових провідностей. - Мн.: БДУІР, 1994. - 76 с.
3. А.с. 1132258 СРСР, МКІ 3 G 01 R 27/26. Пристрій для автоматичного вимірювання параметрів нелінійних елементів / В.Л. Свирид. - Заявл. 02.08.83; Опубл. 30.12.84, Бюл. N 48. - 17 с.
4. З в і р і д В.Л. Експериментальна мікросхемотехніка: Лаб. Практикум з курсу "Мікросхемотехніка": У 3 ч. Ч. 1: Дослідження диференціальних та операційних підсилювачів. - Мн.: БДУІР, 1995. - 61 с.
5. З в і р і д В.Л. Електронно-керовані фазообертачі / / Нові інформаційні технології в науці та виробництві: Матеріали міжнарод. наук.-техн. конф. - Мн.: БДУІР, 1998. - С. 189-192.
6. З в і р і д В.Л. Прецизійні джерела опорного напруги на основі польових транзисторів / / Радіотехніка та електроніка. - Мн.: ЗАТ "Юникап", 1999. - Вип. 24. - С.150-156.
7. З в і р і д В.Л. Метод лінеаризації і термостабілізації характеристик нелінійних елементів / / Радіотехніка - М.: ВНТОРЕіС ім. А.С. Попова, 1991. - N11. - С. 56 - 58.
8. З в і р і д В.Л. Вимірювання повних провідностей при несприятливих співвідношеннях складових / / Радіотехніка та електроніка. - Мн. Обчислюємо. шк., 1975. - Вип. 4. - С. 98 - 104.
9. Пат. 2020616 РФ, МКИ 5 G 01 З 27/00. Аналогове запам'ятовуючий пристрій / В.Л. Свирид. - Заявл. 25.02.91; Опубл. 30.09.94, Бюл. N 18. - 7 с.