Розрахунок і конструювання радіопередавача

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ РФ

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ УНІВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛІННЯ ТА РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ (ТУСУР)

Кафедра телебачення і управління (ТУ)

РОЗРАХУНОК І КОНСТРУЮВАННЯ Радіопередавачі

Пояснювальна записка до курсового проекту з дисципліни:

"Формування Сигналів"

Студент гр. 146-2

_________ Верховин В.В.

"____" __________ 2009

Керівник:

____________ Ільїн А.Г.

"____" __________ 2009

2009

РЕФЕРАТ

Курсовий проект 33 стор, 5 джерела, 6 мал.

Частотна модуляція (ЧМ), радіопередавач, ПІДСИЛЮВАЧ ПОТУЖНОСТІ, модульовані КАСКАД, помножувачі частоти, Кварцовий автогенератора, ВИХІДНА ПОТУЖНІСТЬ, ВИХІДНА Коливальні системи (ВКС), біполярні транзистори

Об'єктом проектування є радіопередавач. Мета роботи - придбання навичок аналітичного розрахунку радіопередавального устрою за заданими до нього вимогам.

У процесі роботи проводився розрахунок різних параметрів і елементів радіопередавача з частотною модуляцією.

Пояснювальна записка виконана в текстовому редакторі Microsoft Office Word 2007, графічному редакторі Microsoft Office Visio і математичному пакеті MathCAD 14.

ЗМІСТ

РЕФЕРАТ

1 введення

2 Вибір структурної схеми передавача

3 Розрахунок кінцевого каскаду

3.1 Енергетичний розрахунок колекторному ланцюзі

3.2 Розрахунок вихідний коливальної системи

3.4 Конструкторський розрахунок елементів ВКС

3.5 Уточнення елементної бази. Корекція вихідного підсилювача потужності

4 предоконечного підсилювач потужності сигналу

5 Розрахунок помножувача частоти

6 Розрахунок модулируемого каскаду

висновок

список використаної літератури

1 введення

Стрімкий темп розвитку радіопередавальних пристроїв диктує нові правила в галузі передачі сигналу на відстані, а крім того вимагає все більш високих якостей, що висуваються до радіоапаратурі, призначеної для радіомовлення.

В даний час для радіомовлення використовують ультракороткохвильовий (УКХ) діапазон. Незважаючи на втрати при мовленні в даному діапазоні і недоліки використання УКХ хвиль, до яких, в першу чергу, можна віднести можливість роботи в зоні прямого бачення, УКХ радіопередавачі отримали досить широке застосування. У даному проекті розглядається саме радіопередавач УКХ діапазону.

Частотна модуляція (ЧМ) полягає в принципі впливу на частоту генератора, що задає процесом, перебіг якого повторює вигляд переданого повідомлення. Внаслідок цього впливу частота переданого сигналу змінюється за часом відповідно до переданим повідомленням. Фізика отримання ЧС - коливань в рамках даного проекту не розглядається на увазі громіздкість самого процесу.

Залишається зазначити (як випливає з вище сказаного), що радіопередавальні пристрої призначені для генерації електромагнітних коливань високої і надвисокої частоти та їх модуляції відповідно з переданим повідомленням.

2 Вибір структурної схеми передавача

Проектування передавача необхідно починати зі складання структурної схеми, яка в процесі проектування уточнюється, але на початковому етапі вона повною мірою повинна відображати всі виконувані радіопередавачем функції.

Оскільки в радіопередавачі генеруються високочастотні коливання, то в структурній схемі, безумовно, повинен бути присутнім автогенератор, який є джерелом високочастотних коливань. За ТЗ поставлено завдання спроектувати передавач з самостійним вибором типу стабілізацією частоти. Доцільно застосувати кварцову стабілізацію - вона забезпечує високу стабільність частоти. Як правило, частоту кварцового резонатора не рекомендується вибирати вище 10 МГц (у крайньому разі, до 15 МГц), оскільки з ростом частоти підвищується відносна нестабільність частоти. Але в нашому випадку заданий передавач з робочою частотою 68 МГц, тому отримані в автогенератора коливання необхідно збільшити за частотою до необхідного значення, що в радіопередавачі здійснюється помножувачем частоти. Коефіцієнт множення знаходиться за формулою:

(2.1)

Приймаючи n = 5 визначимо точне значення частоти автогенератора:

(2.2)

Крім того, потужність автогенератора не перевищує десятків мілліватт і для того, щоб домогтися необхідної потужності в антені, необхідно посилити отримані високочастотні коливання до заданого рівня. У цих цілях використовується підсилювач потужності.

Для відсутності втрат в тракті високої частоти, тобто для узгодження окремих блоків устрою, використовують согласующие ланцюга, основною функцією яких полягає у трансформації опорів сходяться в одній точці з'єднання різних блоків. У функції узгоджуючих ланцюгів входить також і селекція, тобто фільтрація коливань є побічним продуктом формування корисного радіосигналу.

Здійснення ЧС коливань може вестися двома способами: прямим і непрямим методами отримання ЧС коливань. Більш простим є перший метод, тому в даному проекті будується передавач саме за цим принципом. Суть його полягає в прямому впливі на ставить автогенератор з метою зміни його частоти.

Як бачимо зі сказаного вище, в структурну схему радіопередавача ЧС коливань входять такі блоки: модулятор, що впливає на автогенератор з метою зміни частоти генерації останнього; безпосередньо автогенератор, що генерує автоколивання заданої частоти; помножувач частоти, що підвищує частоту коливань, що подаються з автогенератора; підсилювач потужності; согласующие ланцюга. В якості останніх будемо використовувати коливальні системи, які можуть відповідати поставленим вище вимогам.

Відповідно до проведених міркувань на малюнку 2.1 представлена ​​структурна схема радіопередавача ЧС коливань.

Малюнок 2.1-Структурна схема радіопередавача ЧС коливань

Далі проведемо розрахунок блоків структурної схеми радіопередавача ЧС коливань представлених на малюнку 2.1. Розрахунок будемо проводити з кінця схеми, тобто від антеною ланцюга. У процесі даного розрахунку буде вводитися корекція структурної схеми, необхідна для забезпечення заданих параметрів. В основному корекція буде полягати в уточненні кількості каскадів в тому, чи іншому блоці радіопередавача.

3 Розрахунок кінцевого каскаду

3.1 Енергетичний розрахунок колекторному ланцюзі

Основними даними до розрахунку резонансного підсилювача потужності є частота коливань у режимі мовчання (відсутність переданого повідомлення) і потужність на виході підсилювача в даному режимі. У нашому випадку частота в режимі мовчання дорівнює 68 МГц. Задана ж по ТЗ потужність повинна бути забезпечена на виході передавача, тобто в антені, і, тому, вона не враховує втрат в тракті, що з'єднує вихідний каскад (підсилювач потужності) з антеною передавача. У даний тракт входять, як правило, вихідна коливальна система (більш докладно трохи нижче) і фідер. Кожна зі складових тракту вносить втрати, які визначаються її коефіцієнтом корисної дії. Найчастіше ККД коливальної системи лежить в межах h _до ≈ 0.8, а ККД фідера в межах h _ф ≈ 0.9. Тому потужність на виході підсилювача визначається наступним чином:

Для подальшого розрахунку необхідно вибрати транзистор, параметри якого відповідали б вимогам по частоті і витримували потужність, що розвивається підсилювачем. Виберемо для кінцевого каскаду з 1 транзистор КТ950А. Його параметри:

Підсилювач потужності, по суті, є генератором з зовнішнім збудженням. Як правило, генератори з узкодіапазонной резонансної навантаженням будують однотактним. Транзистори можуть працювати з відсічкою струму, оскільки вихідна ланцюг зв'язку завдяки відносно низькому опору ємності С _до забезпечує короткозамкнутую навантаження на другий і більш високих гармоніках. Застосування двотактних генераторів на спеціальних балансних транзисторах, при резонансної навантаженні не виправдане, оскільки в даному випадку важче забезпечити симетрію роботи плечей. Важлива перевага двотактних генераторів з широкодіапазонний навантаженням пов'язано із взаємною компенсацією (фільтрацією) парних гармонік, але при резонансної навантаженні воно не суттєво, так як необхідна фільтрація досягається правильним вибором LC-елементів у вихідному ланцюзі генератора.

Зі сказаного вище, не обтяжуючи себе зайвими проблемами, виберемо в якості підсилювача потужності генератор із зовнішнім збудженням по однотактной схемою побудови. Активний же елемент, який використовується як підсилювального, включимо за схемою з загальним емітером (ОЕ). Принципова схема підсилювача потужності, обрана в нашому випадку, представлена ​​на малюнку 3.1.

Малюнок 3.1-Принципова електрична схема ГВВ

Для розрахунку генератора із зовнішнім збудженням, побудованого на біполярному транзисторі включеного по схемі з ОЕ, скористаємося методикою викладеної в [3].

Розрахуємо амплітуду змінної напруги на колекторі (попередній розрахунок):

, (3.1)

Розраховуємо напруга джерела колекторного живлення (попередній розрахунок):

, (3.2)

З ряду стандартних значень напруг живлення виберемо напруга рівне Ek = 30В. Розраховуємо амплітуду напруги на колекторі:

, (3.3)

Розраховуємо залишкову напругу на колекторі:

, (3.4)

Розраховуємо амплітуду імпульсу колекторного струму:

. (3.5)

Розраховуємо постійну складову струму колектора:

. (3.6)

Зробимо розрахунок високочастотних Y-параметрів на робочій частоті. При розрахунку значення струму емітера I _е. приймаємо рівним I _ko. Розрахунок допоміжних параметрів:

, (3. 7)

, (3. 8)

, (3. 9)

. (3.1 0)

Розрахунок Y-параметрів:

, (3.1 1)

, (3.1 2)

. (3.1 3)

Активна складова вихідного опору транзистора:

, (3.14)

де R _e (Y _{22)-дійсна} частина вихідний провідності.

Тепер, знаючи R _22, знайдемо першу гармоніки струму, що протікає через вихідний опір транзистора:

. (3.15)

Амплітуда першої гармоніки колекторного струму

. (3.16)

Перша гармоніка струму, що протікає через навантажувальний контур:

. (3.17)

Опір навантажувального контуру, необхідне для забезпечення критичного режиму:

, (3.18)

Максимальна потужність, споживана від джерела колекторного живлення:

. (3.19)

Потужність змінного струму, що надходить у навантажувальний контур:

, (3.20)

_{Таким чином, в навантажувальний контур надходить не вся генерується транзистором потужність Р 0, а лише її частина Р 11, причому різниця Р 0-Р 11 становить високочастотні втрати в транзисторі за рахунок наявності паразитного опору R 22. Ці втрати знижують К.П.Д. генератора і погіршують тепловий режим роботи транзистора.}

Коефіцієнт корисної дії колекторної ланцюга при номінальному навантаженні:

. (3.21)

Максимальна розсіює потужність на колекторі транзистора:

. (3.22)

На цьому розрахунок колекторної ланцюга можна вважати закінченим. Єдине, в подальшому необхідно буде врахувати вплив вихідного опору транзистора у вигляді ослаблення навантажувального опору, що призводить до відходу від критичного режиму роботи, забезпечує оптимальний режим роботи ГВВ.

Переходимо до енергетичного розрахунку ланцюгів емітера і бази, використовуючи методику, наведену в [3].

Кут дрейфу на робочій частоті (у градусах):

, (3.23)

Кут відсічки імпульсів емітерного струму:

Q _е = Q _до - 0.5 · j _ін = 90-0.5 · 17.23 = 1.42 ^0, (3.24)

Модуль коефіцієнта посилення по струму в схемі із загальною базою на робочій частоті:

, (3.25)

Перша гармоніка струму емітера:

, (3.26)

Висота імпульсу струму емітера:

, (3.27)

Модуль комплексної крутизни транзистора на робочій частоті:

, (3.28)

Амплітуда напруги збудження на робочій частоті:

, (3.29)

Постійна складова струму бази:

, (3.30)

Напруга зсуву, що забезпечує необхідний кут відсічення струму емітера:

Е _б = 0.7 - U _mб · cos Q _е. - I _бо · r _'б = 0.7-2.19 · 0.15-0.062 · 0.6 =- 0.34 B, (3.31)

Кут відсічки імпульсів струму бази:

, (3.32)

Визначаємо коефіцієнти розкладання базового струму: a _об = 0.26, a _1б = 0.44. Активна складова вхідного опору:

, (3.33)

Потужність збудження на робочій частоті без урахування втрат у вхідному узгоджуючої контурі:

, (3.34)

Коефіцієнт посилення по потужності, без урахування втрат у вхідному і вихідному узгоджуючих контурах:

, (3.35)

Загальна потужність, що розсіюється транзистором:

P _тр = P _К + P _возб = 32.23 +2.42 = 29.82 Вт (3.36)

3.2 Розрахунок вихідний коливальної системи

При проектуванні вихідних коливальних систем (ВКС), що встановлюються після кінцевого каскаду передавача, на першому плані стоїть забезпечення заданої фільтрації вищих гармонік. Вищі гармоніки струму або напруги, утворені в процесі роботи транзистора в нелінійному режимі, повинні бути послаблені в навантаженні передавача (антени, фідері) до рівня, що визначаються міжнародними нормами.

Крім усього іншого, до ВКС ставитися вимога до трансформації навантажувального опору при досить простий конструктивної реалізації навіть ціною деякого зниження вимог до ККД ланцюгів зв'язку й до фільтрації побічних складових. В окремих випадках ланцюга погодження та корекції можуть включати повну або часткову трансформацію навантажувальних опорів.

У вузькосмугових підсилювачах потужності на транзисторах широке застосування отримав П-подібний контур, принципова схема якого зображена на малюнку 3.2. Цей контур зводиться до наведеного П-образним контуру (див. рис. 3.3).

Малюнок 3.2 Рісунок3.3

Дана ланцюг узгодження - це, по суті, паралельний коливальний контур з розділеними ємностями. Такий поділ і забезпечує отримання коефіцієнтів включення транзистора і навантаження в контур, відмінних від одиниці. При певному виборі коефіцієнтів включення здійснюється трансформація опору навантаження в оптимальний для каскаду.

Дуже важлива в застосовуваної ЦС роль конденсатора С _0. По-перше, він здійснює розв'язку каскадів по постійному струмі, а головне, - забезпечує реальність виконання котушки індуктивності L (рис.3.3). Часто при розрахунках величина індуктивності L ₀ виявляється нездійсненно малою.

Оскільки L, L _0, C ₀ перебувають у співвідношенні:

X _L = X _{L0-X C0,} (3.37)

то, при введенні конденсатора С _0, для сталості величини еквівалентної індуктивності контуру L необхідно збільшити значення індуктивності L ₀ (компенсувати негативну ємнісну реактивність). Це при певному співвідношенні між С ₀ і L призведе до реальності виконання котушки індуктивності L _0.

Порядок розрахунку П - контуру зробимо згідно [3].

Величину характеристичного опору контуру візьмемо в межах 250-500 Ом. R = 250 Ом. Визначаємо еквівалентну індуктивність контуру L:

. (3.38)

Визначаємо мінімально необхідну індуктивність контуру L _0:

. (3.39)

Приймемо величину L ₀ рівній 1.53 · 10 ^-7 Гн з умов, що L _0> L ₀ `і L _0> L.

Визначимо ємність С _0:

. (3.40)

Визначаємо величини ємностей конденсаторів C ₁ і C _2, виходячи із потрібних коефіцієнтів включення для узгодження навантаження з транзистором:

(3.41)

(3.42)

Розрахуємо внесене в контур опір:

. (3.43)

Визначимо добротність навантаженого контура:

, (3.44)

де r ₀ = 1.5 Ом - опір власних втрат в контурі. У [3] рекомендується вживати для цього параметра значення в діапазоні 1 ¸ 2 (Ом). Розрахуємо фактичний коефіцієнт фільтрації П-контура:

, (3.45)

де n - порядок коливальної ланцюга. Для одиночного коливального контуру (однотактний схема) n = 2, для двотактної схеми n = 3.

3.4 Конструкторський розрахунок елементів ВКС

В якості елементів, що входять до ВКС, виступають в основному стандартні, такі як конденсатори. Але, на жаль, елемент, що забезпечує необхідну індуктивність у ВКС, є нестандартним і не гостірованним. Тому, подібні елементи, тобто котушки індуктивностей, необхідно проектувати окремо. Вихідними даними в подібних розрахунках, є: параметри сердечника (підстави) котушки, товщина намотувального дроти, кількість витків в намотуванні, опір втрат. Методика розрахунку, наведена нижче, відповідає методиці представленої в [3]. На малюнку 3.4 представлено поперечний переріз котушки індуктивності і позначені габаритні основні величини, використовувані надалі при розрахунку. Порядок розрахунку наступний.

Малюнок 3.4 - Поперечний переріз котушки індуктивності

Задамося співвідношенням довжини котушки до її діаметру:

. (3.46)

Визначимо площу поздовжнього перерізу котушки при питомій теплової навантаженні Ks = 0.6 Вт/см2:

. (3.47)

Визначимо довжину l і ​​діаметр D котушки за формулами:

, (3.48)

. (3.49)

Число витків N котушки:

. (3.50)

Для визначення необхідного діаметра проводу необхідно попередньо обчислити величину амплітуди струму, що протікає по котушці індуктивності, а, отже, і в усьому контурі. Зокрема, струм контуру протікає через конденсатор З _1, який включений паралельно виходу транзистора. Тоді амплітуда коливань струму контуру визначиться як відношення амплітуди коливань на конденсаторі (і на колекторі, тому що вони включені паралельно) до величини ємнісного опору конденсатора:

. (3.51)

Мінімально необхідний діаметр d [мм] проводу котушки визначається виразом:

, (3.52)

де I _конт - амплітуда контурного струму в амперах;

f ₀ - робоча частота, МГц.

Обчислимо власний опір втрат контурній котушки на робочій частоті:

, (3.53)

де f - робоча частота, МГц;

d - діаметр проводу, мм;

D - діаметр котушки, мм.

Визначимо коефіцієнт корисної дії контуру:

. (3.5 4)

На цьому розрахунок ВКС вважаємо закінченим. Тепер необхідно зробити електричний розрахунок вихідного каскаду передавача, до чого ми, безпосередньо, і переходимо.

3.5 Уточнення елементної бази. Корекція вихідного підсилювача потужності

У процесі розрахунку вихідного підсилювача потужності (див. пункт 3.1) були отримані необхідні напруги і струми, що забезпечують роботу транзистора по постійному струму. Для отримання в певних колах транзистора необхідного постійного струму розрахуємо елементну базу підсилювача потужності. Почнемо з розгляду конкретної схеми ГВВ представленої на малюнку 3.1.

Як показано на схемі, в ланцюзі колектора є джерело живлення, який необхідний для посилення високочастотного коливання (величина напруги цього джерела відома з попередніх розрахунків), але, крім того, в колекторному ланцюзі є блокувальні конденсатор і низькочастотний дросель. Дані елементи необхідні для того, щоб високочастотний сигнал не надходив на джерело живлення, що в свою чергу може призвести до самозбудження. Величина ємності блокувального конденсатора й індуктивності блокувальною котушки в ланцюзі колектора визначаються наступним чином:

, (3.55)

. (3.56)

Для забезпечення робочої точки, ми використовуємо схему авто-зміщення, яка забезпечується включенням в ланцюзі бази опору зсуву і двох реактивних елементів (див. малюнок 3.1). Суть роботи автосмещенія полягає в наступному: частина енергії (негативний напівперіод сигналу) надходить на вхід каскаду відгалужується в ланцюг бази і заряджає блокировочную ємність відповідно до її імпедансом по високій частоті; напруга, падаюче на конденсаторі, по паралельній ланцюга, передається на опір зсуву, що в свою чергу і забезпечує робочу точку. Індуктивність в ланцюзі бази необхідна для розв'язки по перемінної складової.

Елементи ланцюзі бази розраховуються наступним чином:

, (3.57)

, (3.58)

. (3.59)

Уточнення елементів вироблено, тобто на даному етапі проведений повний розрахунок резонансного підсилювача потужності передавача, як кінцевого його каскаду. На принциповій схемі будемо використовувати стандартні номінали елементів, величина яких близька до розрахованої вище.

4 предоконечного підсилювач потужності сигналу

Та потужність, яка отримана при розрахунку кінцевого каскаду (його потужність збудження) занадто висока для того, щоб з нею оперувати (виробляти при даному рівні сигналу множення частоти і, тим більше, задавати напруга еталонної частоти). Тому необхідно отриманий сигнал збудження для кінцевого ГВВ послабити, тобто, іншими словами, нам необхідний ще один підсилювач потужності. Цей підсилювач потужності по своїй структурі не буде відрізнятися від попереднього каскаду, а тому його розрахунок зробимо на підставі тієї ж методики за формулами (3.1) - (3.36) і (3.5) - (3.59), при цьому наведемо лише основні величини, отримані при розрахунку.

Як потужності на виході даного каскаду приймемо величину потужності збудження для кінцевого підсилювача потужності:

. (4.1)

Далі необхідно вибрати транзистор, параметри якого відповідали б вимогам по частоті і витримували потужність, що розвивається підсилювачем. Виберемо для предоконечного каскаду транзистор КТ922А. Його параметри:

Вибір даного транзистора дає при розрахунку наступні результати:

• напруга джерела живлення Е _к = 30 В;

• амплітуда першої гармоніки колекторного струму I _к.1 = 0.21 А;

• постійна колекторного струму I _к.0 = 0.13 А;

• максимальний колекторний струм I _{к. m ах.} = 0.42 А;

• потужність, споживана від джерела живлення Р _{0 m ах} = 3.99Вт;

• коефіцієнт корисної дії при номінальному навантаженні h = 0.57;

• номінальний опір колекторної навантаження R _ек.ном = 182.9 Ом;

• напруга зсуву Е _б = 0.68 В;

• постійна складова базового струму I _б.0 = 2.7 мА;

• вхідний опір транзистора R _вх.тр. = 2.74 Ом;

• вихідний опір транзистора R _{вих .. тр.} = 557.86 Ом;

• вхідна потужність Р _вх. = 3.8 мВт;

• коефіцієнт підсилення по потужності транзистора К _р = 594.5;

• опір зсуву в ланцюзі бази R _б. = 256.4 Ом;

• блокувальна індуктивність в ланцюзі бази L _бл.2 = 6.42 × 10 ^-8 Гн;

• блокувальна індуктивність у колі колектора L _бл.1 = 8.56 мкГн;

• блокувальна ємність в ланцюзі бази З _бл.2 = 9.1310 ^-11 Ф;

• блокувальна ємність в ланцюзі колектора З _бл.2 = 3.2 × 10 ^-14 Ф.

Визначаємо параметри согласующего контуру:

Отримана тепер потужність дозволяє використовувати необхідні в нашому випадку помножувачі частоти.

5 Розрахунок помножувача частоти

Оскільки по ТЗ задана кварцова стабілізація частоти, то робоча частота 68 МГц занадто висока для використання кварцового резонатора. Як правило, частота кварцу не перевищує десятків мегагерц, а використання його на вищих гармоніках не рентабельна з точки зору енергетичного виходу. Тому то і необхідно застосувати схеми множення частоти, і в принципі про це вже зазначалося у вступі.

Схема помножувача частоти ні чим не відрізняється від схеми підсилювача потужності. Головна відмінність - режим роботи транзистора.

Основним недоліком умножителей частоти є низький ККД, оскільки основним продуктом роботи транзистора виступають вищі гармоніки колекторного струму. Чим вище коефіцієнт множення (номер корисної гармоніки), тим нижче ККД. Для підвищення виходу енергії користуються оптимальним кутом відсічення, який визначається наступним виразом:

, (5.1)

У даному проекті будемо використовувати коефіцієнт множення n = 5. Згідно (5.1) при даному коефіцієнті множення, оптимальний кут відсічки виберемо 24 градусів. Методика розрахунку еквівалентна розрахунку підсилювача потужності і ведеться наступним чином.

(5. 2)

В якості корисної потужності на виході, виступає потужність збудження наступного за схемою каскаду і дорівнює Р _вх. = 4.75 мВт.

За отриманою потужності й частоти виберемо як нелінійного елемента, на основі якого буде побудований помножувач частоти, транзистор КТ397А-2. Його параметри:

Розрахуємо амплітуду змінної напруги на колекторі (попередній розрахунок):

, (5.3)

Розраховуємо напруга джерела колекторного живлення (попередній розрахунок):

, (5 .4)

З ряду стандартних значень напруг живлення виберемо напруга рівне Ek = 20В. Розраховуємо амплітуду напруги на колекторі:

, (5.5)

Розраховуємо залишкову напругу на колекторі:

, (5.6)

Розраховуємо амплітуду імпульсу колекторного струму:

. (5.7)

Розраховуємо постійну складову струму колектора:

. (5.8)

Зробимо розрахунок високочастотних Y-параметрів на робочій частоті. При розрахунку значення струму емітера I _е. приймаємо рівним I _ko. Розрахунок допоміжних параметрів:

, (5.9)

, (5.10)

, (5.11)

. (5.12)

Розрахунок Y-параметрів:

, (5.13)

, (5.14)

. (5.15)

Активна складова вихідного опору транзистора:

, (5.16)

де R _e (Y _{22)-дійсна} частина вихідний провідності.

Тепер, знаючи R _22, знайдемо першу гармоніки струму, що протікає через вихідний опір транзистора:

. (5.17)

Амплітуда першої гармоніки колекторного струму

. (5.18)

Перша гармоніка струму, що протікає через навантажувальний контур:

. (5.19)

Опір навантажувального контуру, необхідне для забезпечення критичного режиму:

, (5.20)

Максимальна потужність, споживана від джерела колекторного живлення:

. (5.21)

Потужність змінного струму, що надходить у навантажувальний контур:

, (5.22)

Коефіцієнт корисної дії колекторної ланцюга при номінальному навантаженні:

. (5.23)

Максимальна розсіює потужність на колекторі транзистора:

. (5.24)

Переходимо до енергетичного розрахунку ланцюгів емітера і бази, використовуючи методику, наведену в [3].

Кут дрейфу на робочій частоті (у градусах):

, (5 .2 5)

Кут відсічки імпульсів емітерного струму:

Q _е = Q _до - 0.5 · j _ін = 24-0.5 · 3.66 = 22.17 ^0, (5.26)

Модуль коефіцієнта посилення по струму в схемі із загальною базою на робочій частоті:

, (5.27)

Перша гармоніка струму емітера:

, (5.28)

Висота імпульсу струму емітера:

, (5.29)

Модуль комплексної крутизни транзистора на робочій частоті:

, (5.30)

Амплітуда напруги збудження на робочій частоті:

, (5.31)

Постійна складова струму бази:

, (5.32)

Напруга зсуву, що забезпечує необхідний кут відсічення струму емітера:

Е _б = 0.7 - U _mб · cos Q _е. - I _бо · r _'б = 0.7-4.12 · 0.926- 13.85 =- 3.11 B, (5.33)

Кут відсічки імпульсів струму бази:

, (5.34)

Визначаємо коефіцієнти розкладання базового струму: a _об = 0.08, a _1б = 0.16. Активна складова вхідного опору:

, (5.35)

Потужність збудження на робочій частоті без урахування втрат у вхідному узгоджуючої контурі:

, (5.36)

Коефіцієнт посилення по потужності, без урахування втрат у вхідному і вихідному узгоджуючих контурах:

, (5.37)

Загальна потужність, що розсіюється транзистором:

P _тр = P _К + P _возб = + = Вт (5.38)

Блокувальні індуктивність і ємність в ланцюзі колектора:

, (5.39)

. (5.40)

Опір і реактивності авто зміщення в ланцюзі бази:

, (5.41)

, (5.42)

. (5.43)

Визначаємо параметри согласующего контуру:

Помножувач потужності можна вважати розрахованим.

6 Розрахунок модулируемого каскаду

Пряма частотна модуляція здійснюється: у напівпровідникових генераторах шляхом зміни параметрів коливального контуру за допомогою варикапів, варікондов, реактивного транзистора, нелінійної індуктивності, железоіттріевого граната (на частотах від кількох сотень мегагерц до десятків гігагерц); в діодних генераторах (на тунельному діоді, ЛПД, діоді Ганна) шляхом зміни напруги зміщення на діоді; в транзисторних RC-генераторах шляхом зміни режиму роботи транзистора (струму колектора, напруги зміщення на переході емітер-база).

У проектованих і випускаються промисловістю зв'язкових та радіомовних передавачах все ширше використовується спосіб прямої ЧС з допомогою варикапа. На практиці існують різні варіанти з'єднання варикапа з контуром автогенератора.

АГ в радіопередавачах є джерелом коливань, несуча частота і амплітуда якого визначається тільки власними параметрами схеми і повинні в дуже малому ступені залежати від зовнішніх умов, не враховуючи модуляцію несучої. До складу АГ обов'язково входить активний елемент (транзистор), коливальна система, що визначає частоту коливань і нелінійний елемент, керуючий елемент, що впливає на частоту, то є змінюючи частоту настроювання коливальної системи генератора.

Так як потужність автогенератора не перевищує кількох десятків мілліватт, то транзистор може бути вибраний з широкого класу малопотужних германієвих і кремнієвих транзисторів. Визначальними факторами при виборі виступають робоча частота автогенератора і діапазон робочих температур.

У автогенератора слід застосовувати транзистор з граничною частотою, багато більшої робочої частоти. У цьому випадку можна не враховувати інерційні властивості транзистора, завдяки чому спрощується розрахунок автогенератора, але, головне - зменшується нестабільність частоти, пов'язана з нестабільністю фазового кута крутизни.

Далі розрахунок проводиться за методикою, описаною в [6].

Вибираємо резонатор з РТЛМ - 17. Параметри резонатора:

Rk = 30 Ом

m = 0.077

З = 2.5 · 10 ^-12

За основу взято кварцовий ЧМАГ, описаний в [6, стор 157] і зображений на малюнку 6.1.

Малюнок 6.1 - Частотно модульований кварцовий генератор

Для розрахунку збудника виберемо транзистор КТ324А. Його параметри:

Крутизна транзистора КТ324А при струмі 4 мА становить 784 мА / В. Визначаємо управляє опір генератора:

, (6.1)

де g 1 (q) = 0.2 виходячи із запасу по збудженню (приймемо не більше 5%)

Знаходимо значення ємностей зворотного зв'язку генератора:

, (6.2)

де К _о = 0.4 - коефіцієнт зворотного зв'язку (вибирається від 0.2 до 0.8)

, (6.3)

Ом, (6.4)

. (6.5)

Ємності С3 і С4 відповідають ємностей вказаних на рисунку 5.1.

Для забезпечення стійкої роботи автогенератора необхідно стабілізоване харчування, тому включимо стабілізатор напруги на стабілітроні КС168А, тоді напруга живлення автогенератора дорівнюватиме 6.8 В.

Так як амплітудне значення напруги, що модулює не зазначено в завданні, то приймемо його 2.5В. Тоді амплітудне значення дорівнює 2.5 · √ 2 = 3.536 В, то для запобігання відкривання варикапа модулюючим напругою і напругою високої частоти виберемо напруга зсуву на варикапа рівним 5В. При цьому наведена значення напруги, що модулює:

В, (6.6)

де j р = 0.5 ... 0.7 В. Беремо 0.5 В.

Розрахуємо приведений опір варикапа:

. (6.7)

Визначаємо ємність варикапа при напрузі зсуву 4В:

, (6.8)

Таку ємність забезпечує варикап КВ109Г, використовуючи послідовне з'єднання двох варикапів.

Параметри варикапа КВ109Г:

Використовуємо зустрічно-послідовне з'єднання, коли варикапи з'єднуються послідовно в частотозадаючого ланцюг генератора і паралельно по відношенню до напруги, що модулює і напрузі зсуву.

Для забезпечення роботи поблизу послідовного резонансу резонатора необхідно послідовно з резонатором включити індуктивність. Знаходимо для двох граничних значень ємності варикапа значення індуктивності:

; (6.9)

При С _рн = С _вmin, L _2min = 17.49 мкГн;

При С _рн = С _вmax, L _2max = 8.42 мкГн;

(6.10)

Котушка індуктивності перебудовується: при середньому положенні подстроечніка повинна забезпечуватися індуктивність 12.96 мкГн, при введеному подстроечніке 17.49 мкГн, при виведеному 8.42 мкГн.

Визначимо коефіцієнт нелінійних спотворень:

, (6.1 1)

Для зменшення нелінійних спотворень введемо коригувальну індуктивність паралельно резонатору. Приведений опір індуктивності визначаємо за формулою:

, (6.12)

, (6.13)

Перевіряємо коефіцієнт нелінійних спотворень з урахуванням L _1:

(6.13)

K _f = 0.65%, а це вже дуже добре для мовного передавача.

Для запобігання паразитного порушення через L1 необхідно послідовно з нею включити резистор опором 150-300 Ом, конкретне значення якого визначається в процесі настроювання генератора. Для зручності налаштування поставимо змінний резистор опором 470 Ом.

Коефіцієнти розкладання струму виходячи з умови Кз = 5 (g 1 = 0.2):

a 1 = 0.391, a o = 0.218.

Струм бази:

, (6.14)

Струм емітера:

Iео = Iko + Iбо = 20 +0.4 = 20.4 мА, (6.15)

Амплітуда імпульсу колекторного струму:

, (6.16)

Амплітуда першої гармоніки колекторного струму:

, (6.17)

Амплітуда напруги на базі:

, (6.18)

Амплітуда першої гармоніки базового струму:

, (6.19)

Вхідний опір:

, (6.20)

Потужність, споживана від джерела колекторної ланцюгом:

, (6.21)

де Ее = 3 В для забезпечення термостабілізації каскаду.

Потужність, що розсіюється кварцом:

, (6.22)

Потужність, що розсіюється транзистором:

Рк = Ро - РКВ = 0.076 - 0.01 = 66 мВт, (6.23)

Амплітуда напруги на колекторі:

, (6.24)

Мінімальна припустима опір навантаження з умови, що вихідна потужність складає 10% від потужності, що розсіюється на кварці:

, (6.25)

Вихідна потужність:

Рвих = 0.1 · РКВ = 1 мВт, (6.26)

Резистор в ланцюзі емітера:

, (6.27)

Зсув на базі:

Еб = 0.7 + Ее - Umб · cos (q)-Iбо · R _вх = 3.37В, (6.28)

Струм дільника:

Iдел = 10 · Iбо = 4 мА, (6.29)

Базовий дільник:

, (6.30)

, (6.31)

Зворотний струм варикапа:

Iобр = 0.2 мкА, (6.32)

Напруга на анодах варикапів одно 0.4 В, на катодах 5.4В.

Опір між анодами варикапів і землею:

, (6.33)

Напруження на R3 і R5 одно 0.2 В.

, (6.34)

Напруга в середній точці дільника одно 5.6 В.

Струм дільника:

I _СПРАВ в = 20.2 · I _ОБР = 8мкА, (6.35)

Опору дільника:

, (6.36)

, (6.37)

Опір R ₁₁

R ₁₁ = (Ek-Ek1) / (Ik + Iдел + IВ + IСб) = 450кОм, (6.38)

де Ek1 = 9 В.

Конденсатор С _1:

, (6.39)

, (6.40)

Конденсатор З _2:

, (6.41)

Вихідний розділовий конденсатор:

, (6.42)

Мінімальний і максимальний струм стабілізації:

Iстабmin = 2 мА, Iстабmax = 45 мА. (6.43)

Споживаний струм:

Iпотр = I _ЕО + I _СПРАВ = 20мА (6.44)

Струм стабілітрона:

Iстаб = 4 мА. (6.45)

Балансні опір:

, (6.46)

Ємність фільтра з умови, що опір джерела харчування одно 0.1 Ом:

, (6.47)

Всі елементи модулируемого генератора пораховані і, крім того, можна вважати, що прорахований весь передавач в цілому.

висновок

У ході проведеної роботи було розраховано радіомовний ЧС радіопередавач потужністю 50Вт, що працює на частоті 68Мгц. Такий передавач може бути застосований для радіомовлення в діапазоні УКХ OIRT (65,9-74 МГц). Проте зараз всі російські УКХ радіостанції віщають в діапазоні CCIR (88,0-108 МГц (Європа, Америка), 76-108 МГц (Японія)) і для діапазону OIRT приймачів практично не випускається. Доцільніше було б використовувати діапазон СС IR ще й через наявність у продажу мікросхем - монолітних ЧС стерео передавачів (на кшталт BA1404 і подібних) що складаються з стерео модулятора, ЧС модулятора і ВЧ підсилювача. Їх застосування дозволило б сильно спростити схему передавача. Можна було застосувати мікросхему ВА1404 і для передавача на 68МГц, але для частоти нижче 76МГц треба було б додаткове тестування (за даними даташіта).

список використаної літератури

1. Проектування радіопередавальних пристроїв: Учеб. посібник для вузів / В.В. Шахгільдян, В.А. Власов, В. Б. Козирєв та ін; Під ред. В.В. Шахгільдян. - 3-е изд., Перераб. і доп. М.: Радіо і зв'язок, 1993 - 512 с.

2. Напівпровідникові прилади. Транзистори малої потужності: Довідник / А.А. Зайцев, А.І. Міркін, В.В. Мокряков та ін; Під ред. А.В. Голомедова. - М.: Радіо і зв'язок, 1989 .- 384 с.

3. Проектування радіопередавальних пристроїв на транзисторах. Методичні вказівки. / Г.Д. Казанцев, А.Д. Бордусов, А.Г. Ільїн. - ТІАСУР, 1987 - 79с.

4. Проектування радіопередавальних пристроїв: Учеб. посібник для вузів / М.С Шумилін. - М.: Зв'язок, 1980 - 152 с.

5. Транзистори (довідник) / О.П. Григор'єв, В.Я. Замятін, Б.В. Кондратьєв С.Л. Пожидаєв - М.: Радіо і зв'язок, 1989. - 272 с.

6. Г. Б. Альтшуллер, М. М. Єлфімов, В. Г. Шакулін "Кварцові генератори" Мосва, Радіо і зв'язок, 1984 /