Брянський державний СІЛЬСЬКОГОСПОДАРСЬКА АКАДЕМІЯ
Кафедра: «Інформатики»
Курсова робота
з дисципліни: «Електроніка, мікропроцесорна техніка та техніка зв'язку»
на тему: «Розробка вимірювального аналогового перетворювача»
Брянськ 2009
Введення
У курсовій роботі необхідно:
Розробити принципову схему підсилювача-формувача і блоку живлення. Визначити параметри їх елементів.
Визначити характеристики спроектованого пристрою.
Визначити вид статичної характеристики підсилювача формувача, тобто залежність вихідного сигналу від вхідного.
Визначити нестабільність по напрузі первинного джерела живлення і нестабільність по температурі (залежність вихідного сигналу від напруги живлення).
Оцінити роздільну здатність спроектованого пристрою (тобто мінімальна зміна вхідного сигналу, яке сприймає спроектоване пристрій).
Робота повинна містити 25-30 стор пояснювальній записки і креслення готового пристрою на ватмані формату А1.
Креслення принципової схеми повинен бути виконаний з дотриманням ГОСТів. Пояснювальна записка повинна містити розрахунки всіх елементів схеми та обгрунтування вибору тих чи інших елементів.
1. Завдання для курсової роботи.
У цій роботі студенти повинні розробити та проаналізувати роботу електронного пристрою, призначеного для посилення сигналу датчика і формування заданого вихідного сигналу.
Підсилювач призначений для попереднього посилення сигналу. Він повинен враховувати параметри підключається датчика (вихідна напруга, внутрішній опір і т. п.).
Фільтр може бути активним (наприклад на ОУ) або пасивним. Він необхідний для придушення перешкод (обумовлених наводками, пульсаціями живить датчик напруги і т. п.). Якщо перешкоди обумовлені тільки перешкодами по ланцюгах харчування, то необхідно передбачити в них фільтр (блок 3 тоді не потрібний).
Формувач призначений для формування заданого вихідного сигналу. У разі безперервного вихідного сигналу він може бути виконаний на ОП, а в разі дискретного вихідного сигналу можливе використання транзисторних ключів, компараторів, в деяких варіантах електромагнітних реле.
Блок живлення повинен містити випрямляч (при живленні від мережі змінного напруги) і фільтр (C, RC, LC). При недостатній стабільності блоку живлення необхідно застосування стабілізатора.
Вважати, що напруга первинного джерела живлення може змінюватися в межах ± 20%.
Індивідуальне завдання:
Датчик: фоторезистор СФ3-1А (Е = 0 ... 1200 лк).
Перешкоди: наведення по лінії зв'язку датчика 4000 Гц.
Вихідний сигнал: I вих. = ± 5 мА.
Харчування: U піт = ± 20 В. Первинний джерело живлення дві акумуляторні батареї = 24В.
2. Розрахунок датчика
Фоторезистори - напівпровідникові резистори, що змінюють свій опір під впливом світлового потоку. У залежності від спектральної чутливості фоторезистори ділять на дві групи: для видимої частини спектра і для інфрачервоній частині спектру. Для виготовлення фоторезисторів використовують сполуки кадмію та свинцю. Чутливі елементи виготовляють з монокристалів або полікристалів цих сполук.
Фоторезистори володіють високою стабільністю параметрів. Зміна фотоструму є достатньо точною характеристикою його стану. При тривалій експлуатації спостерігається стабілізація фотоструму, при цьому його величина може змінюватися на 20-30%. Фоторезистори чутливі до швидкої зміни крайніх температур, тому не слід допускати більше трьох таких циклів.
Дані для фоторезистора СФ3-1А (Лавріенко, с.46, т.12):
U ф = 15 В. TKI ф = -0,4 ... -1,5% / ˚ С
I т = 0,5 мкА.
I з = 750 мкА.
R т = 30 МОм. U ш = 10 мкВ / В.
R т / R з = 1500
P рас. = 10 мВт.
Визначимо величину фотоструму:
I ф = I с - I т = 750 - 0,5 = 749,5 мкА.
Міст постійного струму
При включенні резистивних датчиків (фоторезисторів) часто використовується мостова схема (рисунок 1). У цій схемі крім датчика (фоторезистора) використано 3 додаткових резистора, опір яких незмінно.
Вихідним сигналом моста є різниця напруги з діагоналей мосту
Δ U = Uб - Uа.
Якщо міст збалансований, тобто
то Uб = Uа і тоді ΔU = 0 причому незалежно від напруги живлення моста. Якщо освітити фоторезистор, то його опір зменшиться, потенціал точки а теж зменшиться і буде ΔU> 0, причому знову незалежно від напруги живлення моста знак цієї нерівності буде незмінний (хоча величина ΔU і буде мінятися). І навпаки - при затемненні фоторезистора потенціал точки а збільшиться і буде ΔU <0, знову поза залежності від напруги живлення моста.
Рисунок 1 - Міст постійного струму з терморезистором і фоторезистором
Зобразимо принципову схему моста постійного струму з фоторезистором СФ3-1А. Передбачається вимірювати освітленість в діапазоні від 0 до 1200 лк. Напруга живлення - 20 В. Потрібно зобразити принципову схему і визначити номінали використаних елементів.
З виходу мосту на наступні каскади пристрою надходить диференціальне напругу. Резистори мосту виберемо так, щоб він був збалансований при 0 лк. Тоді його вихідна напруга ΔU при 0 лк дорівнюватиме нулю. При збільшенні освітленості фоторезистора воно буде змінюватися.
При напрузі живлення Uпит = 20 В струм, поточний через резистори (з'єднані послідовно):
При цьому на них буде виділятися потужність:
За довідником вибираємо резистори типу МЛТ з мінімально можливою потужністю 0,125 Вт (0,005 Вт <0,125 Вт) з номінальним опором 20 кОм (згідно з рядом Е24). Позначаємо потужність (двома косими рисами) і опір резисторів на схемі моста.
Коли міст збалансований, напруга між його діагоналях дорівнює нулю:
Δ U = Uа - Uб = 10 - 10 = 0.
При збільшенні освітленості фоторезистора його опір падає і потенціал точки а зменшується щодо нульового потенціалу (корпусу). Знайдемо U а при 1200 лк.
Світлове опір фоторезистора можна розрахувати, знаючи кратність зміни опору:
Струм через резистори R 2 і R 4:
Значить падіння напруга на резисторі R4:
При цьому вихідна напруга моста збільшиться від 0 до
Δ U = Uа - Uб = 1,82 - 10 = -8,18 В.
Отже, в мосту постійного струму треба застосувати резистори МЛТ-0,125-20 кОм. При напрузі живлення 20 В вихідна напруга моста буде змінюватися від 0 до 8,18 В при зміні освітленості від 0 до 1200 лк. Принципова схема моста зображена на малюнку 3.
3. Вибір і розрахунок підсилювача
Однією з найбільш частих функцій електронного пристрою є посилення сигналів. В даний час існує величезна кількість схемних рішень виконання цієї операції. Самим простим і універсальним є застосування для цієї мети операційних підсилювачів.
Загальні відомості.
Операційний підсилювач (ОП) був створений для виконання математичних операцій в аналогових обчислювальних машинах. Перший ламповий ОУ K2W був розроблений в 1942 році Л. Джулі (США). Він містив два подвійних електровакуумних тріода. Перші ОУ представляли собою громіздкі і дорогі пристрої. Із заміною ламп транзисторами операційні підсилювачі стали менше, дешевше, надійніше і сфера їх застосування розширилася. Перші операційні підсилювачі на транзисторах з'явилися у продажу в 1959 році. Перший інтегральний ОУ μА702 (вітчизняний аналог - 140УД1), що мав ринковий успіх, був розроблений Робертом Відларом (RJ Widlar) у 1963 році.
В даний час номенклатура ОУ налічує сотні найменувань. Операційні підсилювачі випускаються в малогабаритних корпусах і дуже дешеві, що сприяє їх масового поширення.
Операційні підсилювачі представляють собою підсилювачі постійного струму з високим коефіцієнтом підсилення, диференціальним входом, малим вихідним опором і малим вхідним струмом.
За розмірами і ціною ОУ загального застосування практично не відрізняються від окремого транзистора. У той же час перетворення сигналу схемою на ОУ майже виключно визначається властивостями ланцюгів зовнішніх зворотних зв'язків і відрізняється високою стабільністю і відтворюваністю. Крім того, завдяки практично ідеальним характеристикам ОУ реалізація різних функціональних схем на їх основі виявляється значно простіше, ніж на дискретних транзисторах. Тому операційні підсилювачі стали сьогодні основою елементної бази (свого роду «цеглинками») у багатьох областях аналогової схемотехніки.
На малюнку 2 дано схемне позначення операційного підсилювача.
Рисунок 2 - Позначення ОУ
Вхідний каскад виконується у вигляді диференціального підсилювача, так що в цілому ЗУ має два входи - инвертирующий і неінвертуючий. На схемах инвертирующий вхід позначається гуртком (іноді неінвертуючий вхід позначається знаком «+», а инвертирующий - знаком «-»). Вихідна напруга U вих знаходиться в одній фазі з напругою на неінвертуючий вході і в протифазі з напругою на інвертуючому. Воно визначається різницею вхідних напруг:
де, K U - диференціальний коефіцієнт посилення ОУ.
Різниця вхідних напруг
називається диференціальним вхідною напругою.
Полусумма вхідних напруг
називається синфазним вхідною напругою.
Іноді синфазним називають також напруга на неінвертуючий вході.
Щоб забезпечити можливість роботи операційного підсилювача як з позитивними, так і з негативними вхідними сигналами, слід використовувати двухполярной напруга живлення. Для цього потрібно передбачити два джерела постійної напруги, які підключаються до відповідних зовнішніх висновків ОУ. Найчастіше інтегральні операційні підсилювачі розраховані на напругу живлення ± 15 В, хоча існує чимало моделей, які живляться від джерел як істотно більшого, так і помітно меншої напруги. Для спрощення схем на ОП іноді не вказуються висновки харчування.
Операційний підсилювач майже завжди використовується з деякими зовнішніми елементами, які в кінцевому підсумку визначають призначення і параметри електронної схеми.
Параметри ОУ.
1. Коефіцієнт посилення K U - відношення зміни вихідної напруги до який викликав його зміни диференціального вхідного напруги при роботі підсилювача на лінійній ділянці характеристики:
Інтегральні ОУ мають коефіцієнт підсилення, що лежить в діапазоні 10 3 -10 6
2. Напруга зсуву е см - диференціальне вхідна напруга, при якому вихідна напруга підсилювача дорівнює нулю. Максимальне по модулю значення е см для підсилювачів, вхідні каскади яких виконані на біполярних транзисторах, найчастіше становить 3-10 мВ. У тих ОУ, у яких вхідний каскад будується на польових транзисторах, напруга зміщення зазвичай на порядок більше, 30-100 мВ.
Типова залежність вихідної напруги від вхідної для інтегрального ОУ показана на рисунку 5. На цьому малюнку пояснюється сенс параметрів До U і е см. Напруга е см може мати будь-яку полярність.
3. Середній вхідний струм i вх - середньоарифметичне значення струмів Н-та І-входів підсилювача, виміряних при такому вхідній напрузі U вх, при якому вихідна напруга U вих дорівнює нулю. Середній вхідний струм інтегральних підсилювачів з вхідними каскадами на біполярних транзисторах зазвичай лежить в діапазоні 0,01 - 1 мкА. Подальше зниження вхідних струмів (до 1 нА і менше) досягається при використанні польових транзисторів у вхідних каскадах ОУ.
4. Різниця вхідних струмів Δi вх - абсолютне значення різниці струмів двох входів підсилювача i вх.н - i вх.і, виміряних тоді, коли напруга на виході підсилювача дорівнює нулю. Цей різницевий струм в значній мірі говорить про те, наскільки велика несиметрія вхідного каскаду ОУ. Якщо значення Δi вх близько до нуля, то вплив вхідних струмів i вх.н і i вх.і на вхідна напруга ОУ можна істотно зменшити, встановлюючи однаковими еквівалентні провідності зовнішніх ланцюгів, приєднаних до Н-і І-входах ОУ. Зазвичай Δi вх становить 20-50% i вх.
5. Вхідний опір r вх-опір з боку одного з входів ОУ, в той час як інший заземлений. У деяких випадках це опір називають вхідним опором для іфференціального сигналу, з тим щоб відрізнити його від вхідного опору для синфазного сигналу. Вхідний опір ОУ може становити 10 3 -10 6 Ом і більше.
6. Вхідний опір для синфазного сигналу r CФ визначають як відношення приросту синфазного напруги до приросту середнього струму підсилювача. Величина r сф зазвичай на 1-2 порядки і більше перевищує r вх.
7. Коефіцієнт ослаблення синфазного сигналу М сф - відношення коефіцієнта посилення До U до коефіцієнта передачі синфазного сигналу. Коефіцієнт передачі синфазного сигналу при цьому визначається як відношення зміни вихідної напруги до який викликав його зміни синфазного вхідної напруги. Часто вживається логарифмічна міра для визначення коефіцієнта слабленія синфазного сигналу М 'сф = 20lg | M CФ |. Зазвичай для інтегральних ОУ величина М' сф = 60 ... 100 дБ.
8. Коефіцієнт впливу нестабільності джерела живлення До П - відношення зміни напруги змішання до який викликав його зміни одного з живлячих напруг ΔU піт (іноді вплив нестабільності джерел позитивного і негативного живлячих напруг характеризують роздільними коефіцієнтами впливу). Цей коефіцієнт найчастіше дорівнює 2.10 -5 - 2.10 -4, що відповідає 20-200 мкВ / В.
9. Вихідний опір ОУ r вих визначається точно так само, як і для будь-якого іншого підсилювача і як зазвичай величину, що лежить в діапазоні від декількох десятків до декількох сотень ом.
Динамічні властивості ОУ визначаються зазвичай двома параметрами: частотної смугою і швидкістю зміни вихідного сигналу.
10. Частотна смуга ОУ визначається, як правило, частотою одиничного посилення f 1 т. е. частотою, на якій коефіцієнт посилення ОУ зменшується до одиниці. Значення f 1 у більшості інтегральних ОУ лежать в діапазоні від десятих часток мегагерца до декількох десятків мегагерц.
11. Максимальна швидкість наростання вихідної напруги ОП v визначається при подачі на його вхід імпульсу напруги прямокутної форми. Для типових інтегральних ОУ максимальна швидкість наростання лежить в діапазоні 0,3-50 В / мкс. Оскільки найбільша швидкість зміни синусоїдального сигналу пропорційна амплітуді і частоті цього сигналу, то обмеження швидкості зміни вихідного сигналу ОУ призводить до обмеження амплітуди вихідного неспотвореного гармонійного сигналу на високих частотах.
12. Температурний дрейф напруги зсуву для інтегральних ОУ із вхідними каскадами на біполярних транзисторах становить зазвичай 5-20 мкВ / К.
Для підсилювачів, вхідні каскади яких побудовані на польових або на складених біполярних транзисторах, температурний дрейф напруги зміщення лежить в діапазоні 20-100 мкВ / К.
13. Температурні зміни вхідних струмів ОУ мають різний характер залежно від типу транзисторів, використаних у вхідних каскадах.
У ОУ з вхідними каскадами на біполярних транзисторах вхідний струм зменшується при збільшенні температури.
При збільшенні температури від 20 до 125 ° С вхідний струм ОУ на біполярних транзисторах зменшується майже в три рази і приблизно в стільки ж разів зростає при зменшенні температури від 20 до - 60 ° С.
У підсилювачах, вхідні каскади яких виконані на польових транзисторах, вхідний струм зростає із збільшенням температури.
У цьому випадку вхідний струм - це в основному струм замкненого р-n-переходу, який, як відомо, зростає приблизно в 2 рази при збільшенні температури на 10 К.
14. Температурний коефіцієнт коефіцієнта посилення ОУ може бути як позитивним, так і негативним залежно від температури та типу ОУ.
У повному діапазоні допустимих температур навколишнього середовища коефіцієнт посилення ОУ змінюється звичайно не більше ніж у 3-5 разів.
Розрахунок підсилювача.
Нехай необхідно підсилювати сигнал з виходу моста постійного струму с. Вихідний струм повинен бути ± 5 мА при зміні освітленості від 0 до 1200 лк. Напруга живлення ± 20 В (двуполярное). Потрібно зобразити принципову схему і визначити номінали використаних елементів.
Для даного прикладу будемо використовувати міст, розрахований у прикладі глави 1. У ньому застосовані резісториМЛТ-0 ,125-20 кОм і фоторезистор СФ3-1А. При напрузі живлення 20 В вихідна напруга моста буде змінюватися від 0до 8,18 В при зміні освітленості від 0 до 1200 лк.
Використовуючи результати розрахунку моста постійного струму можна підібрати підсилювач. Якби вихідна напруга моста змінювалося щодо нульового проводу, то можна було б використовувати неінвертуючий або інвертують підсилювач (при двополярної харчуванні). У нашому випадку вхідна напруга підсилювача - різниця потенціалів діагоналей моста. Тому для посилення сигналу використовуємо диференціальний підсилювач.
Операційний підсилювач вибираємо за наступними критеріями:
1. Напруга харчування ОУ. Повинна відповідати напрузі живлення розроблювального пристрою (відповідно до завдання).
2. Напруга зсуву ОУ eсм. Повинно бути істотно менше вхідного сигналу.
3. Швидкість наростання вихідної напруги v. Вона визначає верхню робочу частоту фільтра:
4. Вхідний струм Iвх. При протіканні вхідного струму ОУ через резистори фільтра буде створюватися падіння напруги, що спотворює вхідний сигнал.
У нашому випадку Uпит = ± 20 В. Вхідна напруга (0 ... 8,18 В) істотно перевищує напруга зсуву практично будь-якого ОУ, тому другий критерій не істотний і третій критерій також не суттєвий.
Через резистори мосту тече струм 0,91 мА і щоб струми резисторів диференціального підсилювача не впливали на напругу мосту, треба щоб струм через них був у 10 ... 50 разів менше струму резисторів мосту, а їх опір було більше у стільки ж разів.
У свою чергу вхідні струми ОУ повинні бути значно менше (в 10 ... 50 разів) струмів, поточних через резистори диференціального підсилювача.
Отже вхідні струми ОУ повинні бути не більше, чим менше, тим меншу помилку вони будуть вносити.
Зазначеним умовам задовольняють багато ОУ, наприклад К140УД6, з наступними параметрами:
1. Кус = 50 · 3 жовтня
2. Eсм = 8 мВ;
3. Iвх = 0.05 мкА;
4. V = 2 В / мкс;
5. Uпит = ± (5 ... 20) В.
Зобразимо схему моста з диференціальним підсилювачем, виконаним за схемою малюнка 3. Так як через резистори підсилювача течуть струми завідомо багато менші, ніж струми мосту, то на них буде виділятися потужність менше і тут також можна використовувати резистори типу МЛТ з мінімально можливою потужністю 0,125 Вт.
Вхідна напруга підсилювача 0 ... 8,18 В, а вихідна - 0 ... 10 В. Отже коефіцієнт підсилення диференціального підсилювача повинен бути
Напруга в точці б:
Струм через резистори R 6 і R 7 покладемо в 50 разів менше струму резисторів мосту. Тоді
Звідки
Приймаються опір R 6 згідно зі ряду Е24:
R 6 = 180 кОм.
Тоді
R 7 = 1,22 · 180 = 219,6 кОм,
Приймаються опір R 7 згідно зі ряду Е24:
R 7 = 220 кОм.
У нашій схемі повинно виконуватися співвідношення R 5 = R 6 і R 7 =
R 8, тому
R 5 = 180 кОм, R 8 = 220 кОм.
Рисунок 3 - Схема моста з фоторезистором і диференціального підсилювача
4. Розрахунок фільтра
При обробці сигналу дуже часто доводиться стикатися з ситуацією, коли на сигнал накладається сигнал перешкоди, від якого треба позбутися. Для цієї мети можна використовувати пасивні та активні фільтри.
Побудова пасивних фільтрів (використовують тільки R, L і С елементи) простіше, але вони послаблюють сигнал. Крім того, на низьких частотах застосування індуктивностей важко через їх великих габаритів.
Активні фільтри включають в себе підсилювальні елементи, охоплені ланцюгами зворотного зв'язку. Їх використання дозволяє обійтися без індуктивних елементів і без великої праці будувати фільтри з заданими характеристиками.
Активні фільтри.
Активні фільтри на основі ОУ знаходять широке застосування у вимірювальній апаратурі. При побудові активних фільтрів можливі два підходи. По-перше, можна використовувати класичну теорію LC-фільтрів, але замість реальних котушок індуктивності застосовувати так звані схемні індуктивності. По-друге, можна відразу проектувати фільтри без індуктивності. Другий підхід забезпечує отримання більш компактних пристроїв, тому він застосовується набагато частіше.
Розрахунок фільтра
Необхідно спроектувати фільтр для видалення з сигналу перешкоди частотою 4000 Гц і амплітудою приблизно рівною амплітуді корисного сигналу.
Розрахуємо фільтр низької частоти, що послабляє перешкоду в 100 разів, тобто на 40 дБ 2.
Крутизна спаду АЧХ на перехідному ділянці визначається виразом:
де ΔК - зменшення коефіцієнта передачі в залежності від зміни частоти ω.
Для фільтру другого порядку n = 2 нахил АЧХ 40 дБ / дек, для n = 4 нахил АЧХ 80 дБ / дек, для n = 6 - 120 дБ / дек.
Якщо треба послабити перешкоду на ΔК дБ, то для фільтра порядку n частота зрізу повинна бути:
У нашому випадку ослаблення повинно бути ΔК = 40 дБ, порядок фільтра виберемо n = 2, тоді шукана частота зрізу:
Сигнал з частотою менше 400 Гц буде проходити через фільтр практично без змін, а з великими частотами - затримуватися.
Нехай сигнал з частотою менше 400 Гц буде проходити без підсилення, тобто коефіцієнт посилення К = 1. Тоді АЧХ проектованого фільтру буде мати вигляд, показаний на малюнку 4.
Рисунок 4 - АЧХ проектованого фільтру
Застосуємо ланка за схемою Саллі - Кі.
Розраховуємо ємність С:
Вийшло число, відповідне ряду номінальних значень Е24, однак простіше знайти конденсатори з номінальною ємністю, що відповідає ряду Е6. Тому виберемо конденсатор З 3 типу К77-1 з ємністю 0,022 мкФ:
Фільтри досить чутливі до точності елементів, тому бажано вибрати мінімально можливий допуск на ємність. Для К77-1 це ± 2%.
Так як ми вибрали фільтр другого порядку, то у нас буде одна ланка з одним операційним підсилювачем. Виберемо фільтр Баттерворта, щоб отримати найбільш рівномірну АЧХ (на той випадок, якщо проектований фільтр використовується для вимірювальної апаратури). З таблиці 1 ми вибираємо коефіцієнти
b = 1,4142, с = 1,0000.
Визначаємо З 4, R 3 і R 4:
Виберемо З 4 = 0,01 мкФ типу К73-17 з ємністю з ряду Е6.
Резистори типу МЛТ можна вибрати з ряду Е24 або Е96, краще вибрати більш точні (Е96), тоді R 3 = 20 кОм.
З ряду Е96 - R 4 = 36 кОм.
Так як K = 1, то R 5 = ∞ (тобто відсутня), а R 6 = 0.
Напруга харчування ЗУ - 20 В, тому потужність, що виділяється на резисторах не перевищує 20 2 / 20000 = 0,02 Вт
Виберемо резистори потужністю 0,125 Вт типу МЛТ.
Операційний підсилювач вибираємо за наступними критеріями:
1. Напруга харчування ОУ. Повинна відповідати напрузі живлення розроблювального пристрою (відповідно до завдання).
2. Напруга зсуву ОУ, е см. Повинно бути істотно менше вхідного сигналу. Так при посиленні сигналу від підсилювача 0 ... 10 В напруга зміщення повинно бути хоча б в 100 разів менше, тобто e см <0,1 В.
3. Швидкість наростання на холодного напруги v. Вона визначає верхню робочу частоту фільтра:
У нашому випадку робоча частота велика, і ця умова виконується навіть для вихідного напруги 10 В. Обчислимо мінімальне необхідну швидкість наростання вихідної напруги:
4. Вхідний струм i вх. При протіканні вхідного струму ОУ через резистори фільтра буде створюватися падіння напруги, що спотворює вхідний сигнал. У нашому випадку вхідний струм з неінвертірующего входу ОУ протікає через високоомний резистор R 2 і через резистор R 1. При цьому вхідний струм ОУ буде обумовлювати помилку:
Вона повинна бути істотно менше вхідного корисного сигналу. Так для вхідного напруги 10 В:
Зазначеним умовам задовольняють багато ОУ, наприклад: К140УД6, з наступними параметрами (рис. 5):
1. Кус = 50 · 3 жовтня
2. Eсм = 8 мВ;
3. Iвх = 0.05 мкА;
4. V = 2 В / мкс;
5. Uпит = ± (5 ... 20) В.
Рисунок 5 - Схема ФНЧ з частотою зрізу 400 Гц
5. Проектування вихідного формувача
Токовий вихід.
Перетворювачі напруги в струм зазвичай забезпечують більш якісне рішення задачі у вимірювальних системах, системах обробки сигналів, при передачі сигналів по довгих лініях, при роботі ОУ на індуктивну навантаження і т. д.
У нашому випадку потрібно забезпечити двополярний вихідний струм. У цьому випадку застосовуються підсилювачі, у яких навантаження включається безпосередньо в ланцюг зворотного зв'язку ОУ. Найпростішими підсилювачами такого типу є инвертирующий і неінвертуючий підсилювачі.
Якщо в цих підсилювачах включити навантаження замість зворотнього зв'язку R 2, то струм у навантаженні буде дорівнює по модулю:
= = 0,005 А.
Цей струм практично не залежатиме від опору навантаження до тих пір, поки підсилювач не вийде з лінійного режиму.
Приклад нескладного підсилювача з струмовим виходом наведено на рисунку 9. Це неінвертуючий підсилювач з Т-образним трехполюсніком в ланцюзі зворотного зв'язку з транзисторним підсилювачем струму на виході ОП. Транзистори VT1 і VT2 дозволяють збільшити вихідний струм Оув h 21е разів. Бажано, щоб вони складали комплементарную пару (КТ3102 і КТ3107, КТ502 і КТ503 КТ814 і КТ815 і т. д.).
За довідником вибираємо транзистори КТ814А і КТ815А типу npn з наступними характеристиками:
U ке.нас ≤ 0,6 В; U ке.нас ≤ 0,6 В;
I КБО ≤ 0,05 мА; I КБО ≤ 0,05 мА;
h 21е = 40; h 21е = 40 ... 70;
U кб.max = ---; U кб.max = ---;
U еб.max = 5 В; U еб.max = 5 В;
I к.max = 1,5 А; I к.max = 1,5 А;
P к.max = 10 Вт; P к.max = 10 Вт;
Операційний підсилювач вибирається за напругою живлення (U піт = ± 20 В) і максимальному вихідного току (не менше 5 мА). Цим умовам задовольняє ОУ К140УД6, з наступними параметрами:
1. коефіцієнт посилення До U = 50 · 10 березня
2. напруга зсуву e см = 8 мВ;
3. вхідний струм i вх = 0.05 мкА;
4. швидкість наростання вихідної напруги v = 2 В / мкс;
5. напруга живлення U піт = ± (5 ... 20) У;
6. діапазон вхідного синфазного напруги U вх.сінф = ± 11 В;
7. мінімальний опір навантаження R н.min = 1кОм
8. максимальна вихідна напруга U вих.max = ± 12 В;
9. максимальний вихідний струм
У схемі малюнка 9 опір резистора R 2 визначає величину струму в залежності від вхідної напруги. Резистор R 1 краще вибрати того ж номіналу (для зменшення впливу вхідного струму ОУ). Резистори R 3 і R н теж повинні бути однакові, падіння напруги на них не повинно позначатися на формуванні вихідного струму, тобто воно не повинно бути більше Uп - Uвх.max - UКЕ.нас.. Так при Uпит = 20 Слідом вибрати Uп = 15 В, напруга насичення колектор-емітер можна для більшості транзисторів прийняти 1 ... 2 В і тоді при Uвх.max = 10 В падіння напруги на резисторах R 3 і R 4 не повинно перевищувати 15 - 10 - 1 = 4 В. Якщо вихідний струм 5 мА, то R 3 = R н = 4 / 0,005 = 800 Ом.
6. Розрахунок стабілізатора напруги
Так як у нашому випадку джерело первинного електроживлення постійний, то необхідний тільки стабілізатор напруги.
Розрахунок елементів будемо вести для джерела +20 В, для -20 В. Приймемо ті ж елементи, крім транзистора, який виберемо з аналогічними характеристиками, тільки іншої структури.
Під час роботи блоку живлення на конденсаторах фільтра напруга пульсує від максимального U нест.max до ≈ 0,9 × U нест.max. Частина напруги (мінімум U ке.нас) падає на транзисторі стабілізатора, окрім цього треба передбачити запас по напрузі на вході стабілізатора на випадок зменшення напруги в мережі. На цьому етапі приймемо напруга насичення колектор-емітер транзистора рівним 2 В, так як у більшості кремнієвих транзисторів воно лежить в діапазоні від 1 до 2 В. Тому напруга на вході стабілізатора оцінимо так:
Виберемо конденсатори схеми. Для ємнісного фільтра слід використовувати оксидні конденсатори, як мають велику ємність. Для них регламентується максимально допустима амплітуда змінної складової. Зазвичай вона 5 ... 20% від постійної складової. Саме тому при оцінці вхідного напруги стабілізатора був використаний коефіцієнт 0.9 (для пульсацій 10%). Для полегшення підбору конденсатора і збільшення терміну його служби приймемо максимальні пульсації на конденсаторах фільтра рівними 5%. Розрахунок проведемо за формулою:
де I = I н - струм розряджаються конденсатор, в нашому випадку це струм навантаження;
С - ємність конденсатора;
Δ U - напруга розряду конденсатора, у нас 5% від постійної напруги на ньому;
Δ t - час, протягом якого розряджається конденсатор, для двухполупериодного випрямляча це близько 10 мс.
Конденсатори З 1 і С 2 призначені для згладжування пульсацій струму споживання навантаження і фільтрації перешкод. У загальному випадку їх розрахунок дуже складний, зазвичай їх беруть 0,01 ... 0,1 від ємності конденсаторів фільтру. Приймемо З 3 = З 4 = 100 мкФ, тип - К50-16, номінальна напруга - 25 В.
Напруга на навантаженні більше напруги на стабілітроні на величину напруги насичення база-емітер, що складає близько 0,6 В.
Тому стабілітрон виберемо з напругою стабілізації 20,6 У
Виберемо КС222Ж з параметрами:
номінальна напруга стабілізації U ст = 22 В;
номінальний струм стабілізації I ст = 2 мА;
максимальний струм стабілізації I ст.max = 5,7 мА;
мінімальний струм стабілізації I ст.min = 0,5 мА.
Значить, максимальний струм бази може складати
Струм навантаження дорівнює сумі струму бази і колектора, тому:
Критерії вибору транзистора:
максимальна напруга колектор-емітер U ке.max ≥ 2 · U вх ст = 60 В;
максимальний струм колектора I к.max ≥ I н = 200 мА;
потужністю розсіювання P к.max ≥ P рас = U ке.max × I н = (U вх.ст - U вих) × I н = (29,33-20) × 0,2 = 1,866 Вт;
коефіцієнт передачі струму h 21е ≥ 77,1.
При виборі транзистора треба, щоб його параметри були хоча б на 20% краще зазначених вище (для збільшення надійності). Вибір слід робити цих потужних транзисторів (> 1,5 Вт).
Зазначеним критеріям задовольняє транзистор КТ863А (npn) з наступними параметрами:
U ке.нас ≤ 0,6 В;
I КБО ≤ 1 мА;
h 21е ≥ 100;
U кб.max = 30 В;
U бе.max = 5 В;
I к.max = 10 А;
P к.max = 50 Вт;
і транзистор КТ837Ф (pnp) з наступними параметрами
U ке.нас ≤ 1,75 В;
I КБО ≤ 0,15 мА;
h 21е = 50 ... 150;
U кб.max = 45 В;
U бе. Max = 5 В;
I к. max = 7,5 А;
P к.max = 30 Вт;
Транзистор КТ837Ф має дещо менший коефіцієнт передачі струму, але це в даному випадку не дуже істотно (у номінальному режимі роботи через стабілітрон буде протікати не 2 мА, а трохи менше, що майже не позначиться на роботі пристрою).
Обидва транзистора виділяють велику кількість тепла і їх треба встановити на радіатори.
Резистори R 1 і R 2 повинні мати опір:
приймаємо R 1 = 1,6 кОм (з ряду Е24).
Потужність, що розсіюється R 1:
За довідником вибираємо резистори типу МЛТ з номінальною потужністю розсіювання 0,125 Вт (0,034 Вт <0,125 Вт).
Розроблена схема представлена на рисунку 6.
Малюнок 6 - Принципова схема стабілізатора напруги
Список літератури
1. Волович Г.І. Схемотехніка аналогових і аналогово-цифрових електронних пристроїв. - М.: Видавничий дім «Додека-ХХI», 2005. - 528 с.
2. Гутников В.С. Інтегральна електроніка у вимірювальних пристроях. - 2-е вид. перераб. і доп. - Л.: Вища школа. Ленінградське отд-ня, 1988. - 304 с.
3. Ігловскій І.Г., Владимиров Г.В. Довідник по слабкострумових електричним реле. - 3-е вид. перераб. і доп. - Л.: Вища школа. Ленінградське отд-ня, 1990. - 560 с.
4. Ігумнов Д.В. , Костюніна Г.П. Основи напівпровідникової електроніки. Навчальний посібник. - М.: Гаряча лінія - Телеком, 2005. - 3392 с.
5. Коломбет Є.А. Мікроелектронні засоби обробки аналогових сигналів. - М.: Радіо і зв'язок, 1991. - 376 с.
6. Лавриненко В.Ю. Довідник по напівпровідникових приладів. 10-е изд., Перераб. і доп. - К.: Техніка, 1984. - 424 с.
7. Лачін В.І., Савелов Н. С. Електроніка: навчальний посібник. 3-тє вид .- Ростов на Дону: изд-во «Фенікс», 202. - 576 с.
8. Нефедов В.І. Основи радіоелектроніки і зв'язку. М.: «Видавництво« Вища школа », 2002. - 510 с.
9. Опадчій Ю.Ф. та ін Аналогова та цифрова електроніка (Повний курс): Підручник для вузів. - М.: Гаряча лінія - Телеком, 2002. - 768 с.
10. Прянішніков В.А. Електроніка: Повний курс лекцій. - 3 - вид. - СПб.: Вчитель і учень: КОРОНА принт., 2003. - 416 с.