Петербурзький державний університет шляхів сполучення (ПГУПС / ЛІІЖТ)
Кафедра: "Автоматика і телемеханіка на залізницях"
ЗВІТ ЩОДО ВИКОНАННЯ КОНТРОЛЬНОЇ РОБОТИ
з дисципліни «Електронні пристрої залізничної автоматики, телемеханіки та зв'язку».
Санкт-Петербург 2010
ЗАВДАННЯ № 1. Побудувати принципову схему однотактного резистивного трансформаторного підсилювача і розрахувати його параметри
Вихідні дані (шіфр. 25):
схема включення транзистора - ПРО;
струм емітера I е = 10 мА;
амплітуда вхідного сигналу U вх = 0,1 В;
напруга на колекторі в робочій точці U 0 = 6 В;
напруга джерела живлення E к = 12 В.
РІШЕННЯ
1.Прінціпіальная електрична схема найпростішого однотактного резистивного транзисторного підсилювача, виконаного за схемою із загальною базою (ПРО), представлена на рис. 1.1а.
У транзисторному підсилювачі із загальною базою (рис. 1.1а) джерело вхідного сигналу U вх підключений через розділовий конденсатор С р до емітер транзистора VT і загального проведення, з'єднаному з базою.
Емітерний перехід транзистора VT відкритий струмом, поточним від джерела сигналу зміщення G1через резистор R е. Колекторний струм практично дорівнює емітерного. Ці струми встановлюються підбором резистора R е, але їх можна і розрахувати, віднімаючи з напруги джерела зсуву G1 приблизно 0,6 В (напруга база-емітер відкритого кремнієвого npn транзистора) і поділивши вийшло напруга на R е..
Колекторна ланцюг транзистора харчується від основного джерела живлення G2 через опір навантаження R н, величину якого вибирають таким, щоб на ньому "падало" близько половини напруги колекторного живлення - тоді на виході можна отримати найбільшу амплітуду посиленого сигналу.
Цей каскад не підсилює струм сигналу, оскільки колекторний струм складає близько 0,99 емітерного. Але посилення по напрузі може бути значним (близько 100), оскільки в колекторний ланцюг включено більший опір. Таким буде й посилення по потужності.
Однак вхідний опір каскаду дуже низька і становить всього десятки-сотні Ом, тому що вхід підсилювача навантажений на відкритий емітерний перехід, що споживає значний струм не тільки від джерела живлення G1, але і від джерела сигналу. З цієї причини дану схему включення не застосовують в підсилювачах низької, наприклад звуковий, частоти.
Інший недолік - необхідність додаткового джерела зсуву, який, однак, можна замінити за допомогою резисторних ланцюгів зсуву. Приклад такого підходу представлений на схемі рис 1.1б, де умови роботи транзистора в режимі постійного струму (початкова робоча точка) встановлюються резисторами R1, і R2.
Достоїнствами схеми із загальною базою є: відмінна температурна стабільність і повне використання частотних властивостей транзистора. Наприклад, широко поширений і дешевий транзистор серії КТ315, при використанні в даній схемі включення, може підсилювати сигнали частотою до 250 МГц (гранична частота транзистора). На високих частотах в якості навантаження найчастіше включають вже не резистор, а коливальний контур. Низький же вхідний опір добре узгоджується зі стандартними хвильовими опорами коаксіальних кабелів 50 або 75 Ом. Схема із загальною базою не вносить змін у фазу сигналу між входом і виходом.
Завдяки всім цим особливостям область застосування підсилювача із загальною базою сильно обмежена, однак ця схема забезпечує посилення по напрузі і часто використовується для посилення сигналів від джерел з низьким опором, таких, як мікрофони, різні датчики та антени.
2. За значенням напруги джерела живлення (Ек = 12 В) і даними робочої точки А (I е = 10 мА; U 0 = 6 В) на сімействі вихідних характеристик підсилювача (рис. 1.2) будуємо навантажувальну лінію:
На підставі рис.2 визначаємо значення вихідного струму підсилювача в точці А і опір навантаження R н:
R н = (E до - U 0) / I вих = (12 - 6) / 0,009 = 666,7 Ом
3. За даними вихідний динамічної характеристики (точки перетину НЛ зі статичними характеристиками транзистора) з урахуванням сімейства вхідних статичних характеристик (рис.3) визначимо параметри вхідних динамічних характеристик підсилювача I вх = f (U вх), U вих = f (I вх), для чого в кожній точці перетину НЛ з вихідними статичними характеристиками транзистора визначаємо значення I вх і U вих. При цьому:
I вх = I е; I вих = I к; U вих = E к - U кб
Приклад визначення параметрів для режиму точки А на сімействі вхідних статичних характеристик показаний на рис.1.3.
У результаті отримаємо такі дані (табл.1.1), за якими можна побудувати шукані вхідні динамічні характеристики підсилювача.
Розшифровка даних таблиці 1.1: U вх - вхідна напруга джерела сигналу; I вх - вхідний струм підсилювача (струм емітера); I вих - вихідний струм підсилювача (струм колектора); U к - падіння напруги на опорі R к; U вих - вихідна напруга підсилювача.
Нижче наведені графіки вхідних динамічних характеристик підсилювача I вх = f (U вх), U вих = f (U вх)
4. За заданою амплітудою вхідного сигналу (U вх м = 0,1 В) на підставі таблиці 1.1 та рис. 2, 3, 4 визначимо для заданої робочої точки:
повний розмах змін вхідного струму:
I вх = I вх max - I вх min = 16 - 6 = 10 мА;
повний розмах змін вихідного струму:
I вих = I вих max - I вих min = 15 - 5,2 = 9,8 мА
повний розмах змін вихідної напруги:
U вих = U вих max - U вих min = 9,8 - 3,5 = 6,3 В
коефіцієнти підсилення по струму:
Ki = I вих / I вх = 9,8 / 10 = 0,98
напрузі:
Ku = U вих / U вх = 6,3 / 0,2 = 31,5
потужності:
Kp = Ki Ku = 0,98 * 31,5 = 31
ЗАВДАННЯ № 2 Використовуючи значення h - параметрів транзистора для схеми з ПРО і перерахункові формули табл.4 визначимо значення h - параметрів для схем з ОЕ і ОК
1.1 Задані значення h - параметрів транзистора для схеми з ПРО (варіант 5): h 21Б = - 0,95; h 11Б = 20 Ом; h 22Б = 0,000005 Сім; h 12Б = 0, 0012;
1.2 Отримані розрахунковим шляхом значення h - параметрів транзистора для схеми з ОЕ:
h 21Е = - h 21Б / (1 + h 21Б) = 0,95 / (1-0,95) = 19,0;
h 11Е = h 11Б / (1 + h 21Б) = 20 / 0,05 = 400,0 Ом;
h 12Е = (h 11Б * h 22Б) / 1 + h 21Б) - h 12Б = (20 * 0,000005) / 0,05 - 0,0012 = 0,0008;
h 22Е = h 22Б / (1 + h 21Б) = 0, 000 005 / 0,05 = 0, 0001 Сім;
1.3 Отримані розрахунковим шляхом значення h - параметрів транзистора для схеми з ОК:
h 21К = - 1 / (1 + h 21Б) = - 20,0;
h 11К = h 11Е = 400,0 Ом;
h 12К = 1;
h 22К = h 22Е = 0, 0001 Сім;
2. На підставі отриманих даних за допомогою розрахункових формул, запропонованих у МУ, визначимо коефіцієнти підсилення по струму Ki, напрузі KU, вхідний R вх і вихідна R вих опір для всіх трьох схем включення.
Для зручності подальшого використання зведемо значення отриманих раніше h - параметрів в єдину таблицю 2.1:
Допоміжні розрахунки:
R вх б = 24,172 / (1 +0, 00012) = 23,75 Ом
h = 0,000005 * 20 - (0,0012 * (-0,95)) = + 0, 001192
h * R н = 4,172
R вх е = (400,0 + 86,8) / (1 +0,35) = 360,6 Ом
h = 0, 0001 * 400 - 0,0008 * 19 = 0,0248
h * R н = 86,8
R вх к = (400 + 70 140) / (1 +0,35) = 52,252 кОм
h = 0, 0001 * 400 + 20 = 20,04
h * R н = 70,14 кОм
R вих б = (20 + 75) / (0,001192 +0,000005 * 75) = 105 / 0,004515 = 60,625 кОм
R вих е = (400 + 75) / (0,0248 +0,0001 * 75) = 475 / 0,0323 = 14,706 кОм
R вих к = (400 + 75) / (20,04 +0,0001 * 75) = 475 / 33,33 = 23,7 Ом
Ki б = - 0,95 / (1 +0,000005 * 3500) = - 0,93
Ki е = 19 / (1 +0,0001 * 3500) = 14,1
Ki к = - 20 / (1 +0,0001 * 3500) = - 14,8
KU б = 0,95 * 3500/20 = 166,25
KU е = -19 * 3500/400 = - 166,25
KU к = 20 * 3500/400 = 175,0
Результати розрахунку представлені нижче у таблиці 2.2
Таблиця 2.2
ПРО | ОЕ | ОК | |
R вх | 23,75 Ом | 360,6 Ом | 52,25 кОм |
R вих | 60,62 кОм | 14,7 кОм | 23,7 Ом |
Ki | - 0,93 | 14,1 | - 14,8 |
KU | 166,25 | - 166,25 | 175,0 |
Kp | 1 5 4, 6 | 2344,1 | 2590,0 |
З порівняння параметрів таблиці 2.2, можна зробити наступні висновки:
З точки зору величин вхідного і вихідного опорів підсилювача схема з СБ є кращою, тому що дуже високий вхідний опір (мале споживання енергії від джерела сигналу) супроводжується дуже низьким вихідним опором. У позитивну сторону відрізняється дана схема і з точки зору величин коефіцієнтів підсилення.
ЗАВДАННЯ 3.Для схеми рис. 3.1 (варіант 5) складемо таблицю перемикань
Таблиця перемикань
Х1 | Х2 | Х3 | У1 | У2 |
0 | 0 | 0 | 0 | 1 |
0 | 0 | 1 | 1 | 0 |
0 | 1 | 0 | 1 | 0 |
0 | 1 | 1 | 1 | 0 |
1 | 0 | 0 | 1 | 0 |
1 | 0 | 1 | 1 | 0 |
1 | 1 | 0 | 1 | 0 |
1 | 1 | 1 | 1 | 0 |
ЗАВДАННЯ 4
1. Схема і задані параметри (варіант 5) неінвертірующего операційного підсилювача представлені на рис. 4.1.
R 1 = 100 Ом; R 2 = 26 кОм; напруга зміщення U оп = - 1 В; напруга живлення 5 В.
2. На підставі заданих параметрів і схеми неінвертірующего операційного підсилювача (рис. 4.1) визначимо його коефіцієнт посилення Коу.
Коу = 1 + R 2 / R 1 = 1 + 26000/100 = 261
Амплітудна характеристика ОУ являє собою пряму лінію, що проходить через початок координат і описувану рівнянням U вих = Коу U вх = 261 U вх з урахуванням того, що максимальне значення вихідного сигналу ОУ не може перевищити напруга живлення, тобто 5 В.
Отже:
- Перша точка амплітудної характеристики має координати (U вх = 0; U вх = 0);
- Друга точка амплітудної характеристики має координати (U вх = 5 / 261 = 0,02 В; U вх = 5 В);
- Зміна величини вхідного сигналу обмежена значенням 20 мВ.
ЗАВДАННЯ 5
Варіант «5». Логічний елемент на КМДП-транзисторах, що реалізує функцію «АБО-НЕ».
Мікросхеми на КМДП-транзисторах будуються на основі МОН транзисторів з n-і p-каналами. На рис.5.1 представлена схема елементарного інвертора, виконаного на базі такого КМДП-транзистора.
Один і той же керуючий потенціал відкриває транзистор з n-каналом і закриває транзистор з p-каналом.
При формуванні логічної одиниці відкритий верхній транзистор, а нижній закритий. У результаті струм через мікросхему не протікає. При формуванні логічного нуля відкритий нижній транзистор, а верхній закритий. Але й у цьому випадку струм через мікросхему не протікає.
Принципова схема елемента "2ИЛИ-НІ", виконаного на комплементарних МОП транзисторах.
Логічний елемент "АБО-НЕ", виконаний на КМОП транзисторах, представляє собою паралельне з'єднання ключів з електронним управлінням. При цьому навантаження підключається не до загального проведення схеми, а до джерела живлення. Замість резистора в якості навантаження використовуються p-МОП транзистори.
У схемі логічного елемента "2ИЛИ-НІ" в якості навантаження використовуються послідовно включені p-МОП транзистори. У ній струм від джерела живлення на вихід мікросхеми буде надходити тільки якщо всі транзистора у верхньому плечі будуть відкриті, тобто якщо відразу на всіх входах буде присутній низький потенціал. Якщо ж хоча б на одному з входів буде присутній рівень логічної одиниці, то верхнє плече буде закрито і струм від джерела живлення надходити на вихід мікросхеми не буде.
Таблиця істинності, реалізована цією схемою, наведена в таблиці 2, а умовно-графічне позначення цих елементів наведено на малюнку 5.3.
В даний час саме КМДП мікросхеми отримали найбільший розвиток. Причому спостерігається стала тенденція до зниження їхньої напруги харчування. Перші серії мікросхем такі як К1561 (іноземний аналог C4000В) мали досить широким діапазоном зміни напруги живлення (3 .. 18В). При цьому при зниженні напруги живлення в конкретної мікросхеми знижується її гранична частота роботи. Надалі, у міру вдосконалення технології виробництва, з'явилися поліпшені мікросхеми з кращими частотними властивостями і меншою напругою живлення.
Однією з найважливіших особливостей КМДП мікросхем є їх великий вхідний опір. У результаті на ізольованих входах такий цифровий мікросхеми може наводитися і зберігатися досить високий потенціал, що може призвести до помилкових спрацьовувань мікросхем і виходу їх з ладу. Тому, входи КМДП мікросхем ні в якому разі не можна залишати непідключеними!