Вихідні дані та завдання на проектування

Номер варіанта 7
1. Потужність на виході фідера 75 Вт
2. Діапазон робочих частот 8,0-30 МГц
3. Рівень придушення позасмугових випромінювань 40 дБ
4. Опір фідера 50 Ом
5. Живлення від мережі змінного струму 220 В

Зміст

Вихідні дані та завдання на проектування
Умовні позначення символи та скорочення
Введення
1. Обгрунтування і вибір структурної схеми
2. Розрахунок вихідного каскаду радіопередавача
2.1. Вибір транзистора кінцевого каскаду
2.2. Розрахунок колекторному ланцюзі
2.3. Розрахунок базового ланцюга
2.4. Розрахунок ланцюги корекції АЧХ
2.5. Розрахунок фільтра нижніх частот
2.6. Розрахунок трансформаторів на довгих лініях
2.8. Розрахунок котушок індуктивності і блокувальних елементів
2.9 Вторинний джерело живлення
Висновок
Бібліографічний список

Умовні позначення символи та скорочення

АМ - амплітудна модуляція
ОМ - односмугова модуляція
ТДЛ - трансформатор на довгих лініях
ФНЧ - фільтр нижніх частот
ЧС - частотна модуляція

Введення

Великий практичний інтерес до ОМ і широке впровадження радіообладнання з ОМ, особливо в КВ діапазоні пояснюється відомими перевагами цього виду модуляції у порівнянні з АМ та ЧМ.
Очевидним і важливою перевагою ОМ є найбільш вузька смуга частот, займана сигналом з ОМ в радіоканалі. Вона майже дорівнює смузі вихідного сигналу, що модулює. Смуга частот, яку займає коливанням з АМ, щонайменше в 2 рази ширше. Завдяки цій особливості ОМ її застосування в системах радіозв'язку дозволяє майже в 2 рази в порівнянні з АМ зменшити необхідні смуги радіоканалів і тим самим збільшити вдвічі кількість діючих радіозв'язків в одному і тому ж діапазоні частот.
Важливою перевагою ОМ перед АМ є можливість отримання в системах радіозв'язку з ОМ енергетичного виграшу.
При АМ все передане повідомлення вкладено в кожній з бічних смуг, так як одна смуга за складом є дзеркальним відображенням іншого. Несуча частота відіграє допоміжну роль - переносить інформацію про точному значенні частоти і фази коливань, необхідних для одночасного синфазного детектування обох смуг АМ сигналу. Без втрати переданої інформації одну зі смуг можна виключити. Це дозволить удвічі скоротити займану в ефірі смугу частот, але в той же час удвічі зменшить напругу на виході детектора приймача, так як тепер детектується лише одна бічна смуга. Економії енергії передавача це не дає, так як середня відносна потужність бічних смуг в АМ сигналі невелика (близько 2%).

1. Обгрунтування і вибір структурної схеми

Зв'язкові передавачі короткохвильового діапазону (f = 1,5-30,0 МГц) працюють в режимі односмуговою модуляції (ОМ). Односмугові сигнал формується фільтровим методом на відносно низькій частоті (500 кГц) і переноситься за допомогою перетворювачів частоти в робочий діапазон. Багаторазове перетворення сигналу супроводжується появою великої кількості комбінаційних складових, які при невдалому виборі частот перетворення можуть потрапити на вхід підсилювача потужності і створити перешкоди поза робочим діапазону передавача.
Структурна схема сучасного Діапазон передавачів з односмуговою модуляцією повинна будуватися так, щоб знизити ймовірність випромінювання паразитних коливань і звести до мінімуму число перебудовуються ланцюгів в проміжних і крайовому каскадах передавача.
Розглянемо варіант структурної схеми Діапазон передавачів з ОМ, що задовольняє викладеним вище вимогам (рис. 1.1).

Рис. 1.1. Структурна схема однополосного передавача
Звуковий сигнал з мікрофону (М) посилюється підсилювачем низької частоти (1) і потрапляє на балансний модулятор Бм 1 (2). На другий вхід Бм 1 надходить напруга з опорного генератора (3) з частотою f _0. Частота цього генератора стабілізована кварцом. Значення частоти f ₀ визначається АЧХ електромеханічного фільтра (ЕМФ) та вибором робочої бічної смуги (верхньої або нижньої). На вихід першого балансного модулятора виходить двохсмуговий сигнал з ослабленою несучої. Ступінь придушення несучої частоти на виході передавача (в антені) визначається балансного модулятора і ЕМФ, а небажаної бічної смуги - лише параметрами ЕМФ. Наступні каскади не можуть змінити ступінь придушення цих складових однополосного сигналу.
З виходу ЕМФ односмуговою сигнал надходить на другий балансний модулятор (5). На іншому його вході - сигнал допоміжної частоти f _1. Частота f ₁ вибирається вище верхньої робочої частоти передавача - f _B. При такому виборі комбінаційна частота на виході БМ2 f ₁ + f ₀ також буде вище верхньої частоти робочого діапазону передавача. Отже, коливання допоміжного генератора f ₁ і продукти перетворення першого порядку з частотами f ₁ + f _0, якщо вони потраплять на вхід підсилювача потужності, не створять перешкод у робочому діапазоні проектованого передавача.
Відносна расстройка між комбінаційними частотами на виході БМ2, як правило, не велика, тому селекція потрібної комбінаційної частоти повинна здійснюватися п'єзокерамічним фільтром (ПФ) або фільтром на поверхневих акустичних хвилях (7). Смуга пропущення цього фільтру має бути не менше смуги прозорості ЕМФ.
Односмугові сигнал з виходу ПФ у балансному модуляторі БМ3 (8) змішується з частотою f _2. Джерелом цих коливань служить синтезатор сітки дискретних частот, що генерує сітку в діапазоні f _{2 H-f 2 B} із заданим кроком. Частота f ₂ вибирається вище f _1, тобто вище робочого діапазону. Частоти робочого діапазону від f _Н до f _B виходять на виході БМ3. Вони рівні різниці частот f ₂ і проміжної частоти на виході смугового фільтра (7) f = f ₂ - f ₁ - f _0.
Ці частоти виділяються фільтром нижніх частот (10), частота зрізу якого дорівнює верхній частоті робочого діапазону f _B.
Односмугові сигнал формується на малому рівні потужності 1-5 мВт. До заданого рівня на виході передавача він доводиться лінійним підсилювачем потужності.
Ланцюги зв'язку проміжних каскадів роблять широкосмуговими, перекривають весь діапазон передавача. Тут не ставиться завдання фільтрації вищих гармонік, вирішується тільки проблема узгодження вхідного опору наступного каскаду з вихідним попереднього. Широке застосування знаходять трансформатори на довгих лініях (ТДЛ) і ланцюги, що забезпечують постійне вхідний опір підсилювального каскаду.
До достоїнств передавача, виконаного у відповідності зі структурною схемою рис. 1.1, слід віднести наступне:
- Мінімальне число комутованих ланцюгів. Змінюється тільки частота синтезатора і комутується фільтруюча ланцюг на виході передавача,
- Мала ймовірність виникнення позасмугових випромінювань як наслідок особливостей вибору частот перетворення. [2]

2. Розрахунок вихідного каскаду радіопередавача
У крайовому каскаді радіопередавача необхідно посилити наявний сигнал до заданої потужності при цьому прохідна характеристика транзистора повинна бути лінійною і кут відсічення колекторного струму θ = 90 º (невиконання цих вимог призводить до нелінійних спотворень).
У даному випадком доцільно крайовий каскад виконати по двохтактній схемою, що дозволяє при віддачі транзисторами потужності меншої, ніж стандартній напрузі живлення підвищити надійність пристрою, а також при використанні даної схеми придушуються парні гармоніки на 15-20 дБ, отже зменшиться порядок ФНЧ необхідного для придушення внеполосного випромінювання. Так як проектований каскад явлется широкосмуговим, то виберемо в якості схеми зв'язку генератора з навантаженням ТДЛ. У зв'язку з падінням коефіцієнта посилення по току β зі збільшенням частоти необхідна ланцюг корекції АЧХ.

2.1 Вибір транзистора кінцевого каскаду

Для вихідного каскаду однополосного радіопередавача, як сказано вище, необхідно виконати двухтактну схему, в якій транзистори повинні бути ідентичні. Для вибору транзистора необхідно керуватися наступними параметрами:
- Транзистор повинен віддавати необхідну потужність в навантаження;
- Так як передавач односмуговою, то необхідно, щоб прохідна характеристика була лінійною.
Як правило, для генерації заданої потужності в навантаженні в певному діапазоні частот можна підібрати цілий ряд транзисторів. При однаковій вихідній потужності ГВВ на цих приладах будуть мати різний ККД і коефіцієнт підсилення по потужності. З групи транзисторів потрібно вибрати той, який забезпечує найкращі електричні характеристики підсилювача потужності.
Коефіцієнт корисної дії каскаду пов'язаний з величиною опору насичення транзистора - r _{нас ВЧ.} Чим менше його величина, тим менше залишкову напругу в граничному режимі і вище ККД генератора.
Коефіцієнт посилення по потужності К _Р залежить від ряду параметрів транзистора - коефіцієнта передачі струму бази b _о, частоти одиничного посилення f _т і величини індуктивності емітерного виведення L _Е. За інших рівних умов К _Р буде тим більше, чим вище значення b _о, f _T і менше L _Е.
З цих умов виберемо транзистор КТ927А, який має наступні параметри:
Параметри ідеалізованих статичних характеристик.
Опір насичення транзистора на високій частоті r _нас ВЧ = 0.4 Ом.
Опір витоку емітерного переходу R _у.е> 0.1 кОм.
Коефіцієнт посилення по струму в схемі з ОЕ на низькій частоті (f → 0) β _про = 15 .. 50.
Опір матеріалу бази 0.2 Ом.
Опір емітера 0.01 Ом.
Гранична частота підсилення по струму в схемі з ОЕ f _т = 100 .. 200 МГц.
Бар'єрна ємність колекторного переходу С _до = 120 .. 190 пФ при Е _к = 28В.
Бар'єрна ємність емітерного переходу Се = 1700 .. 2500 пФ при Е _е = 5В.
Індуктивність виведення емітера 5 нГн.
Індуктивність виведення бази 5 нГн.
Допустимі параметри
Граничне напруга на колекторі U _{ке доп} = 70 В.
Зворотне напруга на емітерний перехід U _{бе доп} = 3.5 В.
Постійна складова колекторного струму I _{ко. макс. доп} = 20А.
Максимально допустиме значення колекторного струму I _{к. макс. доп} = 30А.
Діапазон робочих частот 1.5 .. 30 МГц.
Теплові параметри
Максимально допустима температура переходів транзистора t _п.доп = 200 º С.
Тепловий опір перехід - корпус R _пк = 1.5 º С / Вт.
Енергетичні параметри
Експериментальні характеристики при роботі в умовах, близьких до гранично допустимим за будь-якою ознакою (параметру) і обмежують потужність транзистора так, щоб гарантувати достатню надійність його роботи;
f '= 30 МГц.
P _'н> 75 Вт.
К _'н = 13.4 .. 16.
η '= 40 .. 52%.
Е _'к = 28 В.
Режим роботи лінійний <-30 дБ.
Виберемо коефіцієнт корисної дії узгоджуючої ланцюга η _сц = 0.85.
Отже потужність на виході одного плеча двотактної схеми визначиться як .
P ₁ = 44 Вт

2.2 Розрахунок колекторному ланцюзі

Розрахунок колекторному ланцюзі вихідного транзисторного каскаду проводиться за методикою, викладеною в [2, 5] - розрахунок ГВВ на задану потужність, вірніше розрахунок одного плеча симетричної двотактної схеми на половинну потужність.
Особливість розрахунку в даному випадку в тому, що погоджує трансформатор можна виконати лише для певного набору коефіцієнтів трансформації, тому розрахуємо вихідний опір колекторної навантаження одного плеча двотактної схеми при напрузі харчування E _к = 28 В; вибравши коефіцієнт трансформації і відповідне йому опір колекторної навантаження, розрахуємо колекторний ланцюг.
Крутизна лінії граничного режиму

S _гр = 2.5 А / В
Коефіцієнт використання колекторного напруги
(2.1)

Амплітуда напруги на колекторі
U _к = ξ _гр · E _до (2.2)
U _к = 0.9 · 28 = 25.2 У
Опір колекторної навантаження
(2.3)
R _ке = 2.25 .2 ² / 44 = 7.22 Ом
Виберемо коефіцієнт розподілу
Опір колекторної навантаження двох плечей двотактного генератора 14.44 Ом
Опір навантаження, згідно із завданням на проектування 50 Ом.
Відношення двох опорів і буде коефіцієнт трансформації 0.28. Найближчий коефіцієнт 0.25. Rке = 6.25 Ом
Для певного опору навантаження проведемо розрахунок колекторному ланцюзі.
(2.4)
U _к = 23.45 У
Амплітуда першої гармоніки колекторного струму
(2.5)

Постійна складова колекторного струму
, (2.6)
де:
α ₁ (θ) - коефіцієнт Берга α ₁ (90 º) = 0.5;
α _о (θ) - коефіцієнт Берга α ₀ (90 º) = 0.319
I _до = 2.394 А
Максимальний колекторний струм
(2.7)
I _{до max} = 7.504 A
e _{до min гр} = I _{до max} · r _{нас ВЧ} (2.8)
e _{до min гр} = 7.504 · 0,4 = 3 В
Напруга живлення
Eк = e _{до min гр} + Uк (2.9)
Eк = 3 +23.45 = 26.45 У
Споживана потужність від джерела колекторного живлення
P _{o max} = E _до I _до (2.10)
P _{o max} = 26.45 · 2.394 = 63.32 Вт
Коефіцієнт корисної дії колекторної ланцюга


Максимальна напруга на колекторі не повинно перевищувати допустимого значення U _{ке доп} = 70 В
U _{до max} = E _до +1.25 · U _до
U _{до max} = 26.45 +1.25 · 23.45 = 55.76 Вт

2.3 Розрахунок базового ланцюга

У широкодіапазонних двотактних генераторах при роботі транзисторів з кутом відсічення θ = 90 º (клас В) важливо, щоб в імпульсах струм перекосів не було так, як при цьому відсутні непарні гармоніки (3ω, 5 ω, ...) Усунення перекосів в імпульсах досягається включенням шунтуючого додаткового опору R _д між висновками бази і емітера транзистора. Опір R _д вибирають так, щоб вирівняти постійні часу емітерного переходу в закритому і відкритому станах:

, (2.11)

(2.12)

Виберемо з ряду номінальних значень
R _бк = 249 Ом

χ = 1.44
Амплітуда струму бази
(2.13)
I _б = 2.186 А
Максимальна зворотна напруга на емітерний перехід
(2.14)
Після розрахунку одержуємо: , Отже необхідно зменшити додатковий опір.
R _д = 12.1 Ом

Постійна складова базового струму
(2.15)

Постійна складова емітерного струму
I _ЕО = I _ко + I _бо
I _ЕО = 2.462 А
Максимальна зворотна напруга на емітерний перехід
(2.16)
Е _б = - 0.535 У
Значення L _{вх ОЕ,} r _{вх ОЕ,} R _{вх ОЕ} і С _{вх ОЕ} в еквівалентній схемі вхідного опору транзистора (див рис 2.2):
(2.17)
L _вх.ое = 13.47 Гн
(2.18)
З _ка - бар'єрна ємність активної частини колекторного переходу (С _ка = (0.2 .. 0.3) З _к)
r _вхое = 1.797 Ом
(2.19)
R _вхое = 4.47 Ом
(2.20)



Рис 2.1 Схема заміщення вхідного ланцюга
Активна та реактивна складові вхідного опору транзистора Z _вх = r _вх + jX _вх

(2.21)
r _вх = 1.886 Ом



(2.22)
Х _вх = 1.91 Ом
Вхідна потужність

Р _вх = 4.5 Вт
Коефіцієнт посилення по потужності одного плеча двотактної схеми

К _р = 9.78

2.4 Розрахунок ланцюги корекції АЧХ

У діапазоні середніх і високих частот (f> 0.3f _т / β _о), що найбільш характерно при побудові широкодіапазонний вхідного ланцюга транзистора, треба, по-перше, враховувати зниження модуля коефіцієнта підсилення β від частоти, по-друге, використовувати складнішу еквівалентну схему вхідного опору транзистора.

Частотна залежність коефіцієнта передачі струму бази β (jω) наведена на рис. 2.2, а. Передавальна характеристика каскаду ШПУ (рис. 2.2) T (p) визначається добутком передавальних характеристик ланцюга корекції T _к (р) і транзистора β (p). При заданій Т (р) в частотній або тимчасової області завдання полягає у знаходженні аналітичного вираження і синтезу ланцюга корекції.
Для плоскої частотної характеристики потужності в навантаженні при нижній частоті діапазону вираз для T _к (р) істотно спрощується:
,
де β _о - коефіцієнт передачі струму бази на низькій частоті,
ω _β - гранична частота за коефіцієнтом передачі струму бази.
Тобто ланцюг корекції повинна створити лінійно збільшується з частотою струм бази (рис. 2.2, б, пряма 1). Подібну частотну залежність в обмеженому діапазоні частот можна сформувати за допомогою послідовного контуру, збуджуваного від джерела ЕРС (рис. 2.3). Структура контуру збігається зі структурою вхідний ланцюга транзистора (частина рис. 2.4, обведена пунктиром). Частотна залежність струму контуру (крива 2 на рис. 2.2, б) близька до лінійної. Напруга на ємності контуру при цьому визначає напруга на переході база-емітер транзистора і частотну залежність струму колектора: , (Крива 3, рис. 2.2, б).
Нормовані величини елементів контуру, виражені через нерівномірність частотної характеристики потужності в навантаженні , Визначаються по наступних співвідношеннях:
.
Зокрема, при значенні параметра δ = 0.1 α ₁ = 0.93, α ₂ = 0.68 струм колектора на кордоні смуги пропускання зменшується до значення .
Визначимо значення добротності на верхній частоті вхідного ланцюга транзистора
, (2.23)
Q _вх = 1.415.
Так як Q _вх> 0.68, то послідовно з виведенням бази потрібно включити додатковий резистор
(2.24)
R _доб = 1.937 Ом
Ємність коректує ланцюга розраховується за формулами:
; ; . (2.25)
r = 3.734 Ом
С = 1.32 нФ
З _кор = 1.57 нФ
Для того щоб створити режим джерела ЕРС для послідовного контуру (рис. 2.3), зробити вхідний опір каскаду чисто активним і частотно-незалежним, на вході ланцюга встановлюється доповнює ланцюг з елементами (рис. 2.4):
;
R _'д = 3.734 Ом
; ; .
L = 13.47 нГн
L _д = 18.4 нГн
С _д = 966 пФ
Для двотактної схеми після розрахунку коригувальних елементів в одного транзистора (на одне плече схеми) значення L _д збільшують в 2 рази, а С _д зменшують в 2 рази, а для симетрії схеми залишають два опори Rд
С _д = 483 пФ
Lд = 36.8 нГн

2.5 Розрахунок фільтра нижніх частот

Для фільтрації гармонік струму колектора в широкосмугових передавачах застосовують перемикані фільтри (ФНЧ або смугові) з коефіцієнтом перекриття за частотою K _f не більше 1.6-1.7, тобто ділять робочий діапазон на кілька піддіапазонів і в кожний встановлюють свій фільтр, перемикання, як правило, здійснюється синхронно з переміщенням по діапазону.
Виберемо апроксимацію частотної характеристики - фільтр Чебишева.
Коефіцієнт перекриття передавача за частотою
(2.26)
K _fn = 3.75
Число перемикаються фільтрів:
(2.27)
k *= 3
Розіб'ємо весь діапазон, в якому працює радіопередавач на три:
1. F _н = 8 МГц f _в = 12.5 МГц
2. F _н = 12.5 МГц f _в = 20.5 МГц
3. F _н = 20.5 МГц f _в = 30 МГц
Розрахуємо фільтр нижніх частот для першого діапазону.
Необхідний рівень придушення позасмугових випромінювань
a _тр = 40дБ.
При використанні двотактної схеми рівень придушення вищих гармонік
a _дт = 15 дБ.
Мінімально допустимий загасання, яке має забезпечити фільтр в смузі затримання:

a _ф = 25 дБ.
Проводиться нормування частот: при цьому частота зрізу фільтра (f _ср = 12.5 МГц) приймається рівною
ω _ср = 1
Частота гарантованого придушення (в даному випадку повинна придушуватися друга гармоніка 2.8 МГц)
(2.28)
ω _s = 1.28
З додатку 4 [6] визначаємо порядок фільтра і нерівномірність у смузі пропущення.
Фільтр 7 порядку з нерівномірністю 0.177 дБ.
Нормовані елементи фільтру:
З _'1 = 1.335
L _'2 = 1.385
C _'3 = 2.240
L _'4 = 1.515
C _'5 = 2.240
L _'6 = 1.385
C _'7 = 1.335
Проведемо денорміровку параметрів фільтра
С = К _з · З '; L = К _L · L ';
; (2.29)
Рис 2.6 Фільтр нижніх частот
С1 = 339.891 пФ
L2 = 884.23 нГн
C3 = 570.30 пФ
L4 = 964 нГн
C5 = 570.30 пФ
L6 = 884.2 нГн

C7 = 339.891 пФ

На рис 2.7. зображений коефіцієнт підсилення по напрузі ФНЧ

Для налаштування фільтра кожна ємність представлена ​​у вигляді паралельного з'єднання двох конденсаторів постійного і подстроечного (див додаток 1)

2.6 Розрахунок трансформаторів на довгих лініях

ТДЛ в крайовому каскаді при використанні двотактної схеми необхідні для придушення парних гармонік (T1) та погодження кінцевого каскаду з навантаженням (Т2, Т3). Розрахунок ТДЛ проводився за методикою, викладеною в [5].
Вибір необхідних значень індуктивностей трансформаторів
Трансформатор Т1:
ω _н · L _ПР1>> R _ке
Нехай ω _н · L _ПР1 = 15R _ке = 93.75 Ом, тоді
L _ПР1 = 1.865 мкГн
Трансформатор Т2:
; ; (2.30)
L _ПР2 = 7.46 мкГн
Трансформатор Т3
; (2.31)
L _ПР3 = 2.49 мкГн
Виберемо ферит 400НН-1 з
μ _н = 400 ± 80
Допустимі питомі втрати P ^'ф = 0.2-1Вт/см ³
f кр = 3.9 МГц при Q = 50
f кр = 6.0 МГц при Q = 10
Розрахунок Т1:
Виберемо стандартний кільцевої феритовий сердечник
D = 25мм, d = 12 мм, h = 9мм
Виберемо кабель РП-6-7-11
Хвильовий сопротівленіеW = 6.3 Ом
Погонна ємність С _пог = 780 пФ / м
Допустима напруга U _доп = 300 В
Допустимий струм I _доп = 11 А
Амплітуда магнітної індукції при допустимих втратах:
(2.32)
на частоті f _н Q = 40
B _8раб ≤ 0.012-0.028 Тл
B _30раб ≤ 4.62 · 10 ^-3 -0.01 Тл
З запасом приймемо
B _8раб = 6.10 ^-3 Тл
B _30раб = 2.3 · 10 ^-3 Тл
Визначаємо мінімальний обсяг сердечника на частоті f _н = 8 МГц:
(2.33)
U _пр = 23.45 B
V _хв = 1.629 см ³
Виберемо сердечник з:
зовнішнім діаметром D = 25 мм;
внутрішнім діаметром d = 12 мм;
висотою h = 9 мм.
Середній діаметр феритового кільця D _cp = 0.5 (D + d) (2.34)
D _сер = 1.85 см.
Перетин сердечника S = 0.5h (Dd) (2.35)
S = 0.585 см ²
Обсяг сердечника V = π · Dср · S (2.36)
V = 3.4 см ³
Число витків кабелю
(2.37)
ω ₁ = 2.76 = 3 витки
Поздовжня індуктивність
(2.38)
L _{пр.расч} = 4.55 мкГн
Розрахована індуктивність вийшла більше необхідної: зменшимо кількість витків
ω = 2 витки
L _{пр.расч} = 2.02 мкГн
Довжина лінії l _л = (D-d +2 h) ω (l _л <0.02λ)
l _л = 6.2 см
Трансформатор Т3:
ТДЛ Т3 можна намотати на тому ж сердечнику, що і Т1. При цьому необхідно використовувати інший кабель.
Вибір кабелю
Хвильовий опір

R _вх - опір двотактної схеми
W = 25 Ом
Кабель КВФ-25
a = 2.49 мм; з = 1 мм;
Амплітуда магнітної індукції при допустимих втратах була визначена при розрахунку трансформатора T1.
Число витків визначається відповідно до (2.37)
ω ₃ = 4 витки
Поздовжня індуктивність (2.38):
L _{пр. розр} = 8.09 мкГн
Оцінимо величину магнітної індукції перший сердечника
(2.39)
ω - загальне число витків трансформаторів Т1 і Т3
На частоті f _н = 8 МГц
B _8раб = 1.14 · 10 ^-3 Тл
На частоті f _в = 30 МГц
B _30раб = 3.10 ^-3 Тл
Питомі теплові втрати в фериті
(2.40)
На частоті f _н = 8 МГц
Р _{'ф 8} = 1.62 · 10 ^-3 Вт / см ³
На частоті f _в = 30 МГц
Р _'ф30 = 4.3 · 10 ^-4 Вт / см ³
Потужність втрат у сердечнику
P _ф = Р _'ф · V (2.41)
P _ф = 9.5 · 10 ^-4 Вт
Трансформатор Т2:
Візьмемо феритовий сердечник з такими ж параметрами, що і у трансформатора Т1.
Відповідно до (2.37) визначимо необхідну кількість витків (L _ПР2 = 7.46 мкГн, Uпр = 3Uк)
ω ₂ = 4 витка
L _{пр. розр} = 8.09 мкГн
Довжина лінії l _л = 12.4 см
Оцінимо величину магнітної індукції другий сердечника
ω - число витків другий сердечника
На частоті f _н = 8 МГц
B _8раб = 5.98 · 10 ^-3 Тл
На частоті f _в = 30 МГц
B _30раб = 1.59 · 10 ^-3 Тл
Питомі теплові втрати в фериті
На частоті f _н = 8 МГц
Р _{'ф 8} = 45.10 ^-3 Вт / см ³
На частоті f _в = 30 МГц
Р _'ф30 = 24.10 ^-4 Вт / см ³
Потужність втрат у сердечнику
P _ф = 26.10 ^-3 Вт

2.7 Розрахунок котушок індуктивності і блокувальних елементів

Розрахунок котушок індуктивності фільтра.

Визначимо діаметр дроту по відомому току I (в амперах), допустимого перегріву (40-60) º С поверхні проводу і частоті f (МГц).
(2.42)
d = 0.67 мм
Виберемо з стандартний діаметр проводу d = 0.69 мм
Індуктивність одношарової циліндричної котушки з суцільною намоткою:
L = L _o n · D · 10 ^-3 (2.43)
L _o - Параметр, що залежить від l / D
l / D = 1.5
D = 1 см
Для L = 964 нГн відповідно до (2.43) визначимо число витків
n = 14 витків
Крок намотування
τ = l / n
τ = 1.07 мм
Для L = 884.2 нГн відповідно до (2.43) визначимо число витків
n = 13 витків
Крок намотування
τ = 1.15 мм
Блокувальний дросель L (L) виберемо з стандартних на струм Ікс = 2.4А
ДМ - 2,4-20
Конденсатори C вибираються з умови

З = 159 нФ
Виберемо з ряду конденсатор з ємністю С = 0.15 мкФ
Конденсатори З вибираються з умови

С = 0.33мкФ

2.8 Вторинний джерело живлення

Блок живлення повинен забезпечувати постійну напругу U _іст = 26.45В
Струм I _іст = 15 А.
Схема вторинного джерела повинна містити наступні елементи:
- Понижуючий трансформатор
- Діодний міст з фільтром
- Стабілізатор
К142ЕН-9В з вихідним напругою 27В
Нестабільність по напрузі 0.05%
- Емітерний повторювач для посилення по струму

Бібліографічний список

1. Методичні вказівки до курсового проектування з дисципліни "Пристрої формування сигналів» / Л.І. Булатов, Б.В. Гусєв. Єкатеринбург: Изд-во УГТУ, 1998, 35 с.
2. Методичні вказівки до курсового проектування з дисципліни "Пристрої формування радіосигналів» / Л.І. Булатов, Б.В. Гусєв. Єкатеринбург: Изд-во УГТУ, 1998, 30 с.
3. Радіопередавальні пристрої: Підручник вузів / В.В. Шахгільдян, В.Б. Козирєв, А.А. Луховкін та ін; Під ред. В.В. Шахгільдян. М: Радіо і зв'язок, 1990. - 432 с.
4. Проектування радіопередавальних пристроїв: Учеб. Посібник для вузів / В.В. Шахгільдян, В.А. Власов, А.А. Козирєв та ін; Під ред. В.В. Шахгільдян. М: Радіо і зв'язок, 1993, 512 с.
5. Шумилін М.С., Власов В.А., Козирєв А.А. Проектування транзисторних каскадів передавачів. М: Радіо і зв'язок, 1987, 320 с.
6. Ханзел Г.Є. Довідник з розрахунку фільтрів. США, 1969: Пер. з англ. під ред. Знам'янського М.: Сов. Радіо, 1974.