Міністерство загальної та професійної освіти

Російської Федерації

УРАЛЬСЬКИЙ ДЕРЖАВНИЙ ТЕХНІЧНИЙ УНІВЕРСИТЕТ
Кафедра РЕІС

ПОЯСНЮВАЛЬНА ЗАПИСКА

до курсового проекту

ПРИЙМАЧ АНАЛОГОВИХ СИГНАЛІВ з амплітудною модуляцією

(ПРИЙМАЧ АМАТОРСЬКОЇ РАДІОЗВ'ЯЗКУ)

 

Єкатеринбург 2005

Зміст
Вибір і обгрунтування структурної схеми радіоприймача
Попередній розрахунок смуги пропускання
Вибір засобів забезпечення вибірковості приймача
Розрахунок вхідного ланцюга приймача
Вибір розподілу посилення по лінійному тракту приймача
Вибір схемного рішення РПрУ і розрахунок УВЧ
Вибір фільтру зосередженої селекції
Вибір і розрахунок схеми демодулятора
Вибір і розрахунок схеми АРУ
Вибір схеми УНЧ

Список використаної літератури

Додаток

Вибір і обгрунтування структурної схеми приймача
Зазначений у ТЗ частотний діапазон 1,9-1,95 МГц відповідає довжині хвилі 160 м . У цьому діапазоні застосовують приймачі прямого перетворення або супергетеродинні.
Приймачі прямого перетворення мають малу чутливість і селективність, які погіршуються з зростанням частоти сигналу. Селективність можна підняти, використовуючи більшу кількість перебудовуються в діапазоні контурів. Але ця можливість обмежена, тому що в цьому випадку різко зростає труднощі налаштування з-за взаємного впливу контурів. Підвищення чутливості обмежена шумами.
У нашому випадку оптимальним є приймач, побудований за супергетеродина блок-схемі. Для супергетеродинних приймачів немає сильного зв'язку між чутливістю і частотою прийнятого сигналу, так як основне підсилення виконується на проміжній частоті. Зазвичай проміжна частота значно нижче несучої, на ньому легше реалізовувати підсилювальні каскади. Все це дозволяє створити великий запас по посиленню і, застосовуючи АРУ, збільшити динамічний діапазон сигналів.
Структурна схема супергетеродинного приймача наведена на рис.1. в такому приймачі може ще бути присутнім схема автоматичного підстроювання частоти, але вона, як правило, не застосовується в діапазоні середніх хвиль.

ВЦ

УРЧ

СМ

У ару

Ф ару

УПЧ

ОАП

Д

Г

УНЧ

Рис. 1 Блок-схема супергетеродинного приймача АМ-сигналів

ВЦ - вхідна ланцюг

УРЧ - підсилювач радіочастоти
СМ - змішувач
Г - гетеродин
УПЧ - підсилювач проміжної частоти
Д - детектор
УНЧ - підсилювач низької частоти
САП - крайовий апарат
У _ару - випрямляч АРУ
Ф _ару - фільтр АРУ
Дана блок-схема є типовою і застосовується в більшості використовуються на практиці приймачів. Зараз розроблені інтегральні мікросхеми, які виконують роль цілих вузлів приймача і навіть всього пристрою в цілому. Застосування таких інтегральних схем дозволяє спростити процес проектування приймачів, підвищити їх надійність, знизити вартість, масу, габарити.
Попередній розрахунок смуги пропускання
Смугу пропускання високочастотного тракту супергетеродинного приймача без системи автоматичного підстроювання частоти можна визначити за формулою:
де:
Δf _сп - ширина спектру сигналу, складові якого, з урахуванням допустимих спотворень, не повинні виходити за межі смуги пропускання приймача;
Δf _д - зміну несучої частоти сигналу за рахунок доплерівського ефекту;
Δf _нест - величина на яку необхідно розширити смугу пропускання приймача для обліку нестабільності частот передавача і гетеродина приймача, а також похибок в налаштуванні окремих контурів і всього приймача в цілому.
де:
в _с - відносна нестабільність частоти сигналу f _c
в _м - відносна нестабільність частоти гетеродина приймача f _г;
в _н - відносна похибка установки частоти приймача при безпоісковой налаштуванні, віднесеної до частоти сигналу f _з
в _пр - відносна похибка і нестабільність настроювання контурів тракту проміжної частоти, віднесена до проміжної частоті f _пр.
Для двох смугового одноканального АМ сигналу:
, Де
F _в - верхня частота модуляції сигналу.
Виберемо однокаскадний гетеродин без кварцовою стабілізації, для нього можна прийняти . Згідно ТЗ . Вибір У _г проведений згідно з табл. 1.1 [1]. Значення коефіцієнта У _пр, як правило, коливається від 0,0003 до 0,003 і залежить, головним чином, від температурного коефіцієнта котушок контурів, що настроюються на проміжну частоту. Нехай . Величина У _н зазвичай дорівнює 0,003-0,01 і визначається в основному точністю настройки контуру гетеродина механізмом перебудови або похибкою установки частоти настроювання приймача за його шкалою. Якщо застосовується перебудова приймача оператором за прийнятими сигналам (як у нашому випадку), то природно величину У _н слід брати рівною нулю. Значення проміжної частоти виберемо стандартне для даного діапазону хвиль. Нехай .
Будемо вважати, що приймач і передавач нерухомі щодо один одного, тоді доплеровское зсув частоти .
Відповідно до формули (2):

Відповідно до формули (1):

Обрана проміжна частота задовольняє умовам (Для можливості застосування контурів з реалізованої добротністю) і (Для фільтрації сигналів проміжної частоти при детектуванні АМ сигналів).
Вибір засобів забезпечення вибірковості приймача
У супергетеродинних приймачах, найбільш небезпечними з побічних каналів прийому є дзеркальний і сусідній. Тому частотна вибірковість РПрУ залежить в основному від необхідних ослаблень відповідно S _зк S _ск. У приймачах з одинарним перетворенням частоти ослаблення дзеркального каналу забезпечує преселектора, ослаблення сусіднього - в основному УПЧ і частково преселектора.
Вихідні дані: ; Виберемо - Еквівалентні загасання контурів преселектора з урахуванням втрат, що вносяться джерелом сигналів і навантаженням.
Визначимо узагальнену рассторйку дзеркального каналу при верхній налаштуванні гетеродина та нижньої налаштуванні гетеродина .




Виберемо верхню настройку гетеродина.
Користуючись нормованими частотними характеристиками преселектора при великих расстройках рис. 1.7а [1], знаходимо, що необхідне ослаблення по дзеркальному каналу S _зк = 32dB може забезпечити проста одноконтурна вхідні ланцюг, тому застосовувати більш складні схеми недоцільно.
Для вибраного преселектора обчислюємо ослаблення по сусідньому каналу, яке він створює.
Узагальнена рассторойка для країв смуги пропускання приймача :

З рис. 1.7б [1] знаходимо, що такий расстройке відповідає ослаблення преселектора . Розрахуємо ослаблення S _пп, яку можна допустити до ФСС, з виразу:
.
Для вибраного преселектора визначимо узагальнені расстройки для сусіднього каналу з виразу:
,
де - Расстройка для сусіднього каналу.

За рис. 1.7б [1] знаходимо, що даної расстройке відповідає ослаблення сусіднього каналу, створюваного преселектора.
Визначаємо ослаблення сусіднього каналу , Потрібне від ФСС:

Де - Повне ослаблення сусіднього каналу, необхідне в приймачі.
.

Розрахунок вхідного ланцюга приймача
Оскільки частота сигналу, що змінюється в досить вузькому діапазоні, має сенс застосувати налаштовану антену. У цьому випадку можна вважати, що внутрішній опір антени в цьому діапазоні постійно і є суто активним (Z _А = R _А). При необхідності опір антени можна узгодити з фідером за допомогою трансформатора, тоді потужність, що віддається приймача, буде максимальною.
При роботі з налагодженою антеною часто використовується трансформаторна або автотрансформаторного зв'язок контуру з антеною і УРЧ. Виберемо автотрансформаторного зв'язок, тому що при цьому потрібна менша кількість намотувальних елементів. Схема вхідного ланцюга зображена на рис. 3.

Рис. 3. Схема вхідного ланцюга
Виходячи з табл. 4.4 [1] знаходимо З _сх = 190 пФ.
Знаходимо індуктивність контуру
.
Тепер обчислюємо коефіцієнти включення фідера m _А і входу УРЧ m _вх для узгодження при заданому d _ер контуру вхідного ланцюга:


Для нашого випадку , Де:
W _ф - хвильовий опір фідера
R _вх - вхідний опір УРЧ (1 ^го каскаду).
Як фідера обраний коаксіальний кабель РК-103 довжиною 4м з наступними параметрами: - Загасання; хвильовий опір W _ф = 74 Ом.
З таблиці 4.5 [1] вибираємо власне загасання контуру d = 0,0095. Раніше вибрано d _ер = 0,02.

Розраховуємо коефіцієнт передачі напруги вхідного ланцюга:
, Де:
L _ф - коефіцієнт передачі фідера, обумовлений з ріс.4.16 за твором (L _ф - довжина фідера, м). У нашому випадку
_Кос - коефіцієнт передачі власне вхідного ланцюга при узгодженні, що дорівнює:

Коефіцієнт передачі вхідного ланцюга можна вважати практично незмінним у заданому діапазоні, тому що цей діапазон відносно вузький (коефіцієнт перекриття діапазону , Тобто близький до 1).
Розраховуємо ємність контуру
,
де - Паразитна ємність котушки контуру
- Ємність монтажу схеми

За ГОСТом вибираємо елементи схеми конденсатор С1 ємністю 200 пФ і конденсатор С2 змінної ємності 4/25пФ
За методикою, аналогічною для вхідного ланцюга, розраховуємо контур гетеродина.
Вибір розподілу посилення по лінійному тракту приймача
Необхідне посилення сигналів в лінійному тракті слід забезпечити при достатній стійкості каскадів (можливо в меншій їх числі), використовуючи економічні електронні прилади. Якщо чутливість приймача задана у вигляді е.р.с. сигналу в антені Е _а, то коефіцієнт посилення лінійного тракту приймача До _ол повинен бути рівний:
, Де:
u _п - амплітуда сигналу на виході УПЧ приймача.
Враховуючи це використовуємо мікросхему К174ХА2, приймемо u _п = 60 мВ
.
Вибір засобів забезпечення посилення лінійного тракту можна почати з визначення коефіцієнта посилення преселектора (ПЦ і УРЧ). У транзисторних приймачах коефіцієнт посилення преселектора До _опс можна знайти з виразу:
, Де:
До _ОВЦ - коефіцієнт передачі вхідного ланцюга
До _УРЧ - коефіцієнт посилення УРЧ.

У супергетеродинному приймачі основне посилення сигналу проводиться на проміжній частоті, тому виберемо До _0урч = 20dB, тобто До _УРЧ = 10.
Необхідний коефіцієнт посилення по напрузі УПЧ і перетворювача частоти з транзисторним змішувачем, дорівнює:
, Де:
К _з = 2 ... 3 - коефіцієнт запасу посилення, що враховує старіння електронних приладів, расстройку контурів і зменшення напруги живлення в процесі експлуатації. Виберемо К _з = 2.

Тоді посилення УПЧ дорівнюватиме:

Вибір схемного рішення РП _р У і розрахунок підсилювача високої частоти
У заданому частотному діапазоні з'являється можливість застосувати інтегральну мікросхему. Використовуємо ІС К174ХА2. Базовим елементом в цій мікросхемі є диференціальний підсилювач, що пояснюється рядом його властивостей:
- Здатність пригнічувати синфазних складову вхідного сигналу, виділяти і посилювати різницеву. Це дозволяє знизити вплив на параметри підсилювача нестабільності температури навколишнього середовища і напруги живлення. Не застосовуючи звичайних правил термостабілізації, можна відмовитися від використання конденсаторів великої ємності, які незручно використовувати в інтегральній технології;
- Універсальність. Диференціальний підсилювач може виконувати функції підсилення, обмеження, перетворення частоти, регулювання. Така схема може мати симетричний або несиметричний вхід і вихід;
- Мала паразитна зворотній зв'язок між входом і виходом. Такий факт дозволяє використовувати диференціальну схему на високих частотах, не застосовуючи схему нейтралізації цієї паразитного зв'язку.
Дана мікросхема призначена для використання в приймачах амплітудно-модульованих сигналів. Вона може працювати в діапазоні частот до 30 МГц, маючи при цьому посилення, що дозволяють приймати сигнали з відношенням сигнал-шум на виході 20 dВ, при е.р.с. в антені менше 20 мкВ, а при сигналі 3 мВ відношення сигнал-шум одно 54 dВ.
При напрузі на вході, рівному 20 мкВ вихідна напруга НЧ становить 60 мВ, коефіцієнт гармонік при цьому забезпечується менше 4%. Напруга живлення може вибиратися в межах 4,8 ÷ 15В. Струм споживання 5 ÷ 16 mА. Вхідний опір підсилювача РЧ по входах 1, 2 становить понад 3 кОм, а вхідний опір УПЧ щодо виведення 12 також складає більше 3 кОм. Вихідний опір підсилювача проміжної частоти з виведення 7 дорівнює 60 кОм.
Структурний склад мікросхеми наведений у додатку 1. Вона складається з стабілізатора напруги живлення (1), підсилювача радіочастоти (2), змішувача (3), гетеродина (4), четирехкаскадного підсилювача проміжної частоти (6-9), підсилювача сигналу АРУ (10).
Сигнал після проходження вхідного ланцюга та попередньої частотної селекції в ній подається на підсилювач радіочастоти, реалізований у вигляді однокаскадного аперіодичного диференціального підсилювача на транзисторах VТ3 і VТ4. У нашому випадку від підсилювача високої частоти не потрібно великого підсилення. Він повинен мати малий коефіцієнт шуму, тому що стоїть на початку лінійного тракту приймача і від нього в найбільшій мірі залежить коефіцієнт шуму всього тракту. Регулювання посилення здійснюється комбінованим методом, за рахунок керованої зворотного зв'язку через діоди VD4 і VD5 в ланцюгах емітерів транзисторів і в колекторних ланцюгах - шляхом керованого шунтування навантаження через діоди VD1-VD3. Струм діодів змінюється підсилювачем постійного струму, зібраного на транзисторах VT1-VT3. Стабілізація вхідного каскаду по постійному струму здійснюється через емітерний повторювач VT6. Змішувач в даній мікросхемі виконаний за подвійною балансної схемою на транзисторах VT11-VT12 і VT7-VT10. Один з його виходів (15 або 16) може використовуватися для включення контуру детектора АРУ ​​підсилювача радіочастоти, а з іншого - для подачі сигналу ПЧ на фільтр зосередженої селекції. Режим цього каскаду по постійному струму встановлюється за допомогою напруги на діоди VD6-VD8.
Гетеродин в мікросхемі будується на транзисторі VT13. Контур гетеродина підключається як зовнішній, по відношенню до мікросхеми, елемент. Підсилювач проміжної частоти складається з чотирьох диференціальних каскадів: перший каскад - транзистори VT18 і VТ19, другий - VT22-VT23, третій - VT26, VT27; четвертий - VT29 і VT30. Перші три каскаду мають регульоване посилення. Регулювання здійснюється через діоди VD15-VD20. Керуючий посиленням сигнал знімається з транзистора VT31. Цей транзистор спільно з транзисторами VT32-VT34 утворює підсилювач постійного струму. Така схема дає можливість отримати глибину регулювання посилення УПЧ більше 60 dВ.
Скористаємося регулювальної характеристикою підсилювача високої частоти, представленої на мал.4. З неї видно, що для забезпечення обраного коефіцієнта посилення підсилювача радіочастоти До _УРЧ = 20 dВ, необхідно подати на вивід 3 використовуваної мікросхеми керуюча напруга U ₃ = 0,31 В.
Вибір фільтру зосередженої селекції

Замість багатоланкових LС-фільтрів у схемах підсилювачів проміжної частоти із зосередженою вибірковістю з успіхом можна застосовувати п'єзоелектричні, електромеханічні і пьезомеханіческіе фільтри. Зазначені фільтри, маючи малі габарити і масу, мають близькою до ідеальної кривої вибірковості.

Наш фільтр, виходячи з вимог ТЗ і розрахунків вхідний ланцюга повинен забезпечити затухання по сусідньому каналу S _СКП = 18,5 dВ і вносити загасання в смузі пропускання не більше 2,3 dВ.

Вибираємо за таблицею 6.6 [1] пьезомеханіческій фільтр ПФ1П-4-1, тому що він має мале загасання Lф в смузі пропускання і достатню ослаблення при розладі ± 10 кГц від номінальної проміжної частоти f _п = 465 кГц. Мала критичність пьезомеханіческіх фільтрів до зміни навантажувальних опорів дозволяє підключати їх до наступного каскаду безпосередньо (без узгоджувального трансформатора). Взагалі, номінальні значення характеристичних опорів пьезомеханіческіх фільтрів, як правило, значно відрізняються від вхідних і вихідних опорів транзисторних каскадів. Тому ці фільтри включають в підсилювач через согласующие ланки. Найбільшого поширення отримала схема межкаскадной зв'язку, в якій фільтр підключений до колекторної ланцюга через широкосмуговий контур. Така схема представлена ​​на рис. 5. Розрахунок зводиться до визначення елементів зв'язку.

Параметри фільтра:

- Затухання на частоті
- Номінальне значення характеристичних опорів: вихідного W _б = 1 кОм
вхідного W _к = 2 кОм.
Визначаємо показник зв'язку фільтра з підсилювачем:
, Де:

d - конструктивне загасання контуру (зазвичай d ≈ 0,01)


Рис. 5 Спрощена схема узгодження фільтра з колекторної та базової ланцюгами
Індуктивність контурної котушки:


Коефіцієнт включення:

Індуктивність котушки зв'язку фільтра з контуром:
, Де:
До ₁ - коефіцієнт зв'язку, звичайно дорівнює 0,7 ... 0,9. Виберемо К ₁ = 0,8.

Ємність контуру:

Вибір і розрахунок схеми демодулятора
Можливо застосувати для детектування безперервних амплітудно-модульованих сигналів діодні або транзисторні детектори. Головний недолік транзисторних колекторних детекторів - великий рівень нелінійних спотворень. Правда, для них До _д> 1, але посилення сигналу до потрібного рівня можна зробити потім в УПЧ, при цьому сумарні спотворення сигналу будуть менше.
Діодні детектори можуть бути паралельного і послідовного типу. Переважно послідовні детектори, що мають відносно великий вхідний опір. Паралельні детектори застосовують лише тоді, коли контур останнього каскаду УПЧ знаходиться під напругою живлення і сигнал на детектор подається через розділовий конденсатор.
Отже, вибираємо послідовний діодний детектор, зображений на рис.6. Вхідна напруга на детектор подається з контуру останнього каскаду УПЧ (L _до С _к).

Рис. 6 Схема послідовного детектора
Конденсатор З ₁ сприяє підвищенню коефіцієнта передачі детектора, ланка З ₂ R ₁ є фільтром проміжної частоти. Взагалі, схема послідовного детектора забезпечує кращу фільтрацію напруги проміжної частоти, ніж паралельна.
Як правило, постійна складова випрямленої напруги детектора в наступних каскадах приймача не використовується і є небажаною. Для її усунення в схему вводиться розділовий конденсатор С _р а опір якого на низькій частоті мало. Введення розділового конденсатора зменшує навантаження детектора на частоті модуляції і може призвести до великих нелінійних спотворень сигналу. Для зменшення нелінійних спотворень в детекторі із зазначеної причини вдаються до поділу навантаження детектора.
Вибираємо діод D95, тому що він володіє малим внутрішнім опором R _i = 10 Ом, великим зворотним опором R _обр = 0,4 · 10 ⁶ Ом і порівняно невеликою ємністю С _D = 1.10 ^-12 Ф. Приймемо коефіцієнт частотних спотворень М _В = М _Н = 1,06.
Необхідну вхідний опір детектора:
, Де:
d _е - згасання останнього контуру УПЧ з урахуванням R _{вх д;}
d - загасання того ж контура без врахування дії детектора:
.
У вузькосмугових УПЧ можна прийняти
.
Опір навантаження послідовного детектора:
,
тому що R _н> 200 кОм, застосовуємо повне підключення діода до контуру.
Розрахуємо еквівалентну ємність навантаження детектора з умов відсутності нелінійних спотворень.

Виходячи зі співвідношення по ріс.9.2 [1] знаходимо, що - Динамічне внутрішній опір детектора.
Розрахуємо еквівалентну ємність навантаження детектора, виходячи з допустимих частотних спотворень М _В.

З значень С _Н, знайдених за формулами ( 1 ' ) І ( 2 ' ) Вибираємо найменшу, тобто З _Н = 137 пФ.
, Де:
R _{Б max} - максимально допустимий опір в ланцюзі бази наступного транзистора.


Ємності конденсаторів:
, Де:
З _м2 = 15 ... 20 пФ - ємність монтажу вхідного ланцюга УНЧ

Коефіцієнт фільтрації напруги проміжної частоти для послідовного детектора:

При розрахованому К _Ф забезпечиться задане в ТЗ ослаблення на проміжній частоті S _пч = 40 dВ.
Зі співвідношення за рис. 9.2 [1] знаходимо До _д = 0,798 ≈ 0,8.
Вибір і розрахунок схеми АРУ
АРУ забезпечує необхідний відносне сталість вихідної напруги приймача в умовах зміни потужності сигналів, що приймаються.
Інерційні системи АРУ зі зворотним зв'язком являють собою замкнуту нелінійну систему автоматичного регулювання, що містить підсилювальний тракт приймача з регульованим коефіцієнтом посилення і ланцюг регулювання. Остання складається з детектора АРУ, фільтра та підсилювача. У загальному випадку, може бути ще схема затримки.

U m вих

Характеристики такої системи і її динамічні властивості визначаються видом регулювальної характеристики регульованого підсилювального тракту і властивостями ланцюга регулювання, що забезпечує формування регулюючого напруги U _р. Регулювальна характеристика УПЧ, реалізованого в мікросхемі К174ХА2.
Наявна в нашому розпорядженні регулювальна характеристика є нелінійною. Найбільш часто при аналізі та розрахунку систем АРУ користується її кусково-лінійною апроксимацією. У переважній більшості випадків для інженерного розрахунку виявляється цілком допустима апроксимація трьома відрізками прямої (рис.8). Основним параметром регулювальної характеристики є її крутість S _р. Вимоги до ефективності системи АРУ визначаються завданням коефіцієнтів:
; .
У процесі роботи системи АРУ посилення каскадів приймача, охоплених ланцюгом регулювання, змінюється від максимального значення К _о до деякого мінімального значення К _min, що визначається найбільшим рівнем вхідного сигналу. Відносне зміна посилення представляє собою глибину регулювання

Вона визначається тільки регульованими каскадами. Коефіцієнти D і В визначають необхідні вимоги до глибини регулювання, а тим самим і до виду регулювальної характеристики.

У нашому випадку:
, Тому що , То робота системи АРУ буде проходити на «хвості» регулювальної характеристики з меншим значенням її крутизни і великим регулюючим напругою. При такому режимі роботи необхідну ефективність системи АРУ можна реалізувати за допомогою додаткового посилення в ланцюзі регулювання. Вимоги до посилення в ланцюзі регулювання, тобто до твору коефіцієнта передачі детектора АРУ До _д і коефіцієнта посилення підсилювача АРУ К _у можна знайти:
, Де:
В = 1,995 - з ТЗ
U _{m вих min} - напруга на виході останнього каскаду, охопленого ланцюгом регулювання, при вхідному сигналі приймача, відповідному його чутливості. З [5] знаходимо, що U _{m вих min} ≈ 63 мВ.

Таке посилення (К _у) повинен забезпечити підсилювач АРУ, реалізований в мікросхемі К174ХА2. Очевидно, що таке посилення досяжно, тобто забезпечена задана глибина регулювання.
У використовуваної мікросхемі охоплені регулюванням n = 3 каскаду УПЧ.
Динамічні властивості системи АРУ з ОС визначаються, з одного боку, постійними часу фільтрів і інших інерційних елементів ланцюга регулювання, а з іншого деяким узагальненим параметром системи М = К _д К _у S _р u _{m вх.} Швидкодія системи АРУ буде мати місце при найбільшому значенні зазначеного параметра, яке наближено для n ≤ 6 можна вважати рівним:

Оскільки нам не задані вимоги до тривалості перехідного процесу t _АРУ, а є вимоги до рівня нелінійних спотворень у вигляді коефіцієнта гармонік До _г = 0,12, то при виборі постійної часу фільтра АРУ будемо виходити з забезпечення До _р. У приймачах АМ сигналів АРУ є причиною зв'язку (ОС) за обвідної вхідного сигналу, особливо на її НЧ складових та їх гармоніках. Така ОС викликає зміна коефіцієнта модуляції сигналу, вносить додаткові фазові та нелінійні спотворення. Ступінь цих змін залежить від постійної часу фільтра і М _max. Тому для АРУ 1 ^го порядку постійну часу вибирають за формулою:
;
Нехай З _Ф = 5 ∙ 10 ^-6 Ф, тоді .
Вибір схеми УНЧ
Для забезпечення малих масогабаритних показників приймача, підвищення його надійності, забезпечення необхідних в ТЗ параметрів і одержання додаткових можливостей в регулюваннях використовуємо як УНЧ мікросхему К174УН7. Це поширена ІС, її застосування обгрунтовано як технічно, так і економічно.
Даний підсилювач складається з трьох каскадів. Вхідним каскадом підсилювача є складовою емітерний повторювач (VT1 і VT2). Вхідний опір цього каскаду більше 50 кОм. У колектор транзистора VT2 включена динамічне навантаження, побудована на транзисторі VT3. Цей транзистор є генератором постійного струму. Стабілізація струму забезпечується транзисторами VT4 і VT5. Вхідний каскад дає велике посилення. Сигнал з колектора транзистора VT2 проходить через складовою емітерний повторювач VT6, VT7, VT8, VT10. Далі сигнал надходить на крайовий двотактний каскад, транзистори VT14, VT16 якого утворюють одне плече, а транзистори VT15 і VT17 - інше. Цей каскад забезпечує вихідний струм підсилювача. Для стабілізації робочої точки служить складовою каскад на VT11 і VT12.
Основні параметри підсилювача: напруга живлення 15В; струм споживання без вхідного сигналу 20 мА; коефіцієнт гармонік для вихідної потужності 4,5 Вт; вихідна потужність 4,5 Вт; смуга частот 40 - 20000 Гц; вхідний опір 50 кОм; коефіцієнт посилення 40 dВ.
Практично схема підсилювача приведена на рис. 9.
Вихідна потужність підсилювача на навантаженні 8 Ом складає 1,5 Вт; коефіцієнт гармонік не більше 1%; діапазон частот від 50 до 12000 Гц; чутливість підсилювача 20 мВ. Тембр регулюється потенціометром R4: при зменшенні R4 знижується рівень високочастотних складових; при збільшенні R4 знижуються низькочастотні складові.

Рис. 9 Схема включення мікросхеми К174УН7

Список використаних джерел
1. Проектування радіоприймальних пристроїв: Навчальний посібник для ВНЗ / За ред. А.П. Сіверса. М: Рад. радіо, 1976. 488 с.
2. Лузін В.І., Нікітін М.П. Проектування радіоприймальних пристроїв: Методичні вказівки. Свердловськ: УПІ, 1990. 20 с.
3. Бобров Н.В., Максимов Г.В., Мічурін В.М. Розрахунок радіоприймачів. М: Воениздат, 1971, 180с.
4. Гершелем В.Д., Красноцветова З.Г., Федорцев Б.Ф. Основи проектування радіоприймачів. М: Енергія, 1977. 384 с.
5. Горшков Б.І. Елементи радіоелектронних пристроїв. Довідник. М: "Радіо і зв'язок", 1988 - 316 с.

Додаток
Структурна схема інтегральної мікросхеми К174ХА2