Приймач радіолокаційної станції діапазону 800 МГц

[ виправити ] текст може містити помилки, будь ласка перевіряйте перш ніж використовувати.

скачати


1. Вступ і постановка задачі

1.1 Введення

Метою розробки даного проекту є показати відповідність ступеня підготовленості та обсягу знань студента кваліфікації радіоінженера. Нижче буде представлена ​​розробка проекту приймача радіолокаційної станції (РЛС) дециметрового діапазону. Обсяг дипломного проекту не дозволяє в повній мірі розглянути всі варіанти рішення задачі, тому будуть розглянуті лише деякі з них.

Розроблюваний приймач є складовою частиною системи радіолокації. Коротко розглянемо принципи її роботи.

Радіолокацією називається виявлення об'єктів і визначення їх просторових координат і параметрів руху за допомогою радіотехнічних засобів і методів. Пристрої, призначені для цього, називають радіолокаційними станціями. Радіолокація буває:

активна з пасивною відповіддю;

активна з активною відповіддю;

пасивна.

Так як активна радіолокаційна система передбачає існування, як приймача, так і передавача, то розрізняють активну радіолокаційну систему поєднану, коли приймач і передавач працюють із загальною антеною, а також рознесених, коли приймач і передавач рознесені в просторі і мають власні антени. Розроблюваний приймач є частиною суміщеної активної РЛС. Радіолокаційний система була створена для посилення відбитих від цілей сигналів РЛС і їх фільтрації, при якій забезпечується максимальне розрізнення корисних сигналів і перешкод. До перешкод відносяться не тільки шуми, що виникають в радіолокаційному приймачі, але і сигнали, що приймаються від галактичних джерел, сусідніх РЛС і апаратури зв'язку і, можливо, від джерел навмисних перешкод. Частина власної випромінюваної РЛС енергії, яка розсіюється небажаними цілями (як, наприклад дощ, сніг, птахи, комахи, атмосферні збурення, які дезорієнтують відбивачі), можна також класифікувати як енергію перешкод.

Імпульсні РЛС є найбільш поширений вид станцій. Імпульсна РЛС випромінює енергію імпульсами і приймає луна-сигнали в проміжках між черговими випромінюваннями. Велика перевага цих РЛС полягає в тому, що ні просачивающаяся енергія передавача, ні дуже сильні відбиті сигнали від розташованих на близьких відстанях місцевих предметів не надходять на вхід приймача одночасно зі слабкими луна-сигналами від далеких цілей.

1.2 Вимоги до приймача РЛС

До приймачів РЛС пред'являються більш жорсткі вимоги, ніж до приймачів іншого призначення. Багато РЛС є частиною стратегічних комплексів виявлення об'єктів. Імовірність достовірного виявлення об'єктів в таких системах повинна мати по можливості велике значення.

Імовірність достовірного виявлення об'єктів в першу чергу залежить від якості прийому. Під якістю прийому слід розуміти такі параметри як:

чутливість при заданому відношенні сигнал / шум на виході приймача (на вході пристрою обробки сигналу);

вибірковість по частоті, завдяки якій можливий оптимальний (квазіоптимальний) прийом ехо-сигналу на тлі перешкод;

стійкість приймача до впливу сильних перешкод.

По-друге, вірогідність виявлення об'єктів залежить від якості обробки в пристрої обробки сигналів (УТОС).

2. Техніко-економічне обгрунтування варіанта реалізації проекту

2.1 Складання ескізу схеми структурної приймача

Нижче буде розроблено ескіз структурної схеми приймача, визначені приблизні параметри його вузлів і каскадів, Остаточні величини параметрів будуть визначені при їх детальному розрахунку.

В даний час на практиці застосовуються різні за своєю структурою і принципом дії схеми приймачів радіосигналів. Серед них переважна більшість створена за супергетеродина схемою. Справа в тому, що основне посилення в них відбувається на зниженій частоті, званої проміжної, де простіше реалізувати стійке посилення без застосування спеціальних заходів. Відносна смуга частот, яку займає луна-сигналом, менше, а це полегшує фільтрацію. Крім того, частоту гетеродина в супергетеродинному приймачі можна міняти слідом за будь-якою зміною частоти передавача без підстроювання фільтрів проміжної частоти.

Супергетеродинні приймачі мають і недоліки. Основним з яких є наявність паразитних каналів прийому по сусідньому каналу і по проміжній частоті. З проявом цих недоліків навчилися успішно боротися.

Основним складовим вузлом супергетеродинного приймача, що відрізняє його від багатьох інших приймачів, є перетворювач частоти. Його призначення - перенесення спектра радіосигналу з області високих частот в область більш низьких (за винятком діапазону довгих хвиль). Там, на нижчій частоті, званої проміжної, відбувається основне посилення і частотна вибірковість. У найпростішому випадку перетворення спектру відбувається з використанням допоміжного малопотужного перебудованого генератора, званого "гетеродином". Перетворювач частоти є активний або пасивний елемент з нелінійної передатною характеристикою. Принцип перетворення заснований на впливі коливань гетеродина на коефіцієнт передачі перетворювального елемента. У результаті чого на виході перетворювача з'являються складові з частотами, що представляють різні комбінації і поєднання частоти радіосигналу і частоти гетеродина. З усіх комбінацій за допомогою виборчої системи виділяються корисні складові, які і обробляються в подальшому.

Перетворювача часто передує малошумлячий підсилювач високої частоти. Застосування малошумящего підсилювача перед перетворювачем дозволяє збільшити відношення сигнал / шум. Пов'язано це з тим, що навіть при застосуванні в підсилювачі і в перетворювачі малошумящих підсилювальних елементів шуми перетворювача перевищують шуми підсилювача в 3 ... 5 разів [2]. Рішення, про застосування чи ні підсилювача радіочастоти, буде прийнято нижче після ескізного розрахунку шумових властивостей вузлів приймача.

Сигнал, переміщений перетворювачем в область низьких частот з середньою частотою, рівної проміжної, піддається посиленню і більш глибокої фільтрації у виборчому підсилювачі проміжної частоти (ППЧ).

Так як в фідері зниження може поглинатися (губитися) значна частина енергії, то перетворювач намагаються встановлювати поряд з антеною перед фідером. Фідери зниження при цьому передує попередній підсилювач проміжної частоти (ПУПЧ). Тоді інші каскади УПЧ іменують головним УПЧ (ГУПЧ). Посилений попередніми УПЧ сигнал передається по фідера зниження до головного УПЧ. Це дозволяє збільшити відношення сигнал / шум на виході приймача. Конструктивно УВЧ, перетворювач з гетеродином і попередній УПЧ, виконують у вигляді єдиного блоку і називають "високочастотної голівкою". Очевидно, що застосування "високочастотної головки" поруч з антеною пристроєм веде до ускладнення конструкції і застосовується лише у крайньому випадку з метою отримати максимальну чутливість.

Посилений сигнал детектується і надходить на попередній видеоусилитель. Тут відбувається посилення відеоімпульсів до амплітуди, необхідної для нормальної роботи пристрою обробки сигналів (УТОС). Динамічний діапазон вхідних радіоімпульсів становити десятки децибел. Динамічний діапазон вихідного сигналу набагато менше. Для стиснення динамічного діапазону застосовується система автоматичного регулювання посилення АРУ, а також спеціальні типи підсилювачів. Підсилювачі мають логарифмічну залежність вихідної напруги від вхідної називаються логарифмічними. В даний час в приймачах радіолокаційних станцій, призначених для виявлення об'єктів застосовуються саме логарифмічні підсилювачі. Приймачі радіолокаційних станцій супроводу об'єктів мають АРУ. Частота передавача, як правило, має велику довготривалу нестабільність. Частота простого нетермостатірованного гетеродина також непостійна. Без застосування автоматичного підстроювання частоти гетеродина довелося б розширювати смугу пропускання ППЧ. А це призведе до збільшення прийнятих шумів і зменшення відносини сигнал / шум на виході приймача. Передбачаю АПЧГ, особливістю якої є підтримка постійним різниці між частотою гетеродина і частотою передавача.

Рисунок 2.1 Схема структурна приймача.

2.2 Попередній розрахунок параметрів вузлів схеми структурної приймача

2.2.1 Визначення розподілу часу наростання імпульсу tн по ланцюгах приймача

Приймає радіосигнал має практично прямокутну форму. Спектр такого радіоімпульсу широко вивчений. Прийом сигналу ведеться на тлі шумів, які є перешкодами. Частина характеристик очікуваного сигналу відомі. Відповідно до теорії про оптимальну фільтрації теоретично може існувати фільтр, який забезпечує максимально можливий стосунок сигнал / шум на виході. Такий фільтр називають оптимальним по відношенню до приймається сигналу.

Буду вважати, що відображені радіоімпульси слідують з порівняно великим інтервалом. Перехідні процеси в коливальних контурах від впливу на них попереднього радіоімпульсу закінчуються ще до приходу наступного. Тоді їх можна розглядати як поодинокі.

Комплексна передавальна характеристика K (j w) оптимального фільтра є "вивернутою на виворіт" по відношенню до комплексного спектру сигналу S (j w), або кажучи строго математично комплексно спряженої:

K (j w) = S * (j w), (2.1)

де S * (j w) - комплексно спряжена функція по відношенню до S (j w).

Реальний спектр радіоімпульсу нескінченний. Оптимальний фільтр для такого радіоімпульсу повинен аналогічно володіти нескінченно широкої АЧХ. На практиці реалізувати такий фільтр, зрозуміло, неможливо. Навіть спроба створити його за використання обмеженої спектру радіоімпульсу призводить до різкого ускладнення. Тому застосовують квазіоптимальний фільтр, який поєднує в собі частково властивості оптимального фільтра, а також простоту реалізації. При цьому відношення сигнал / шум менше, ніж при застосуванні оптимального фільтра. Однак зменшення відносини сигнал / шум може бути незначним і в більшості випадків окупається простотою реалізації такого фільтра. Так, при застосуванні як квазіоптимального фільтра смугового фільтра з смугою пропускання

,

для фільтрації прямокутного радіоімпульсу тривалістю τ І, зменшення відношення сигнал / шум у порівнянні з максимально можливим значенням складає всього лише 17% (див. табл. 2 з 164 [4]).

У технічному завданні не задано час встановлення (наростання) імпульсу, тому його значення слід вибрати в діапазоні (0,2-0,8) × t і.

З метою підвищення відносини сигнал / шум слід вибирати більше значення, однак при цьому зменшиться точність визначення відстані до цілі. Таким чином, час наростання імпульсу в приймачі:

(2.2)

Відповідно до оптимальними співвідношеннями розподіл часу наростання імпульсу t н по ланцюгах приймача розподіляються наступним чином.

У тракті високої частоти:

(2.3)

У детекторі:

(2.4)

У відеопідсилювачі:

(2.5)

Після підстановки:

t н ТВЧ = 0,9 × 4 × 10-6 = 3,6 × 10-6С

t н дет = 0,27 × 4 × 10-6 = 1,08 × 10-6С

t н ву = 036 × 4 × 10-6 = 1,44 × 10-6С

2.2.2 Визначення смуги пропускання приймача

2.2.2.1 Смуга приймача без урахування нестабільності частоти передавача, частоти гетеродина і доплерівського зсуву частоти:

(2.6)

2.2.2 два Абсолютна нестабільність частоти гетеродина:

, (2.7)

де d НСТ. ген. - Відносна нестабільність частоти гетеродина, зазвичай для генераторів без термостабілізації d НСТ. ген = (3 ... 5) × 10-4, приймаю d НСТ. ген = 5 × 10-4;

fГ - частота гетеродина; так як зазвичай fГ>> fПР, то fГ »f0.

2.2.2.3 Абсолютна нестабільність частоти передавача задається в технічному завданні. Приймаю D f НСТ. ПРД. = D f НСТ. ГЕТ. = 4 × 105Гц.

2.2.2.4 Швидкість об'єктів v, за якими ведеться радіолокаційне спостереження, зазвичай не перевищує 5 Mah. Або по відношенню до швидкості звуку v З:

v = 5 × v З, (2.8)

де v З - швидкість звуку, v З = 330м / с.

v = 5 × 330 = 1650м / с

Доплеровське зсув частоти:

, (2.9)

де c - швидкість світла, с = 3 × 108м / с.

2.2.3 Смуга пропускання з урахуванням нестабільності частоти

, (2.10)

де КАПЧГ - коефіцієнт автоматичного підстроювання частоти, КАПЧГ = 10 ... 30 (чим складніше АПЧГ, тим більше коефіцієнт).

Зауважу, що АПЧГ не зменшує вплив явища доплерівського зсуву частоти луна-сигналу, так як вона відслідковує лише відхилення різниці частоти гетеродина і частоти передавача від значення проміжної частоти.

Для простої АПЧГ КАПЧГ = 10:

2.2.3.1. Смуга пропускання вхідного ланцюга і УРЧ зазвичай багато ширше смуги пропускання приймача в цілому. Можна задатися значенням еквівалентної добротності Q екв контурів вхідного ланцюга і УРЧ порядку 50 ... 200 і знайти їх еквівалентну смугу пропускання (точне значення смуги пропускання вхідного ланцюга і УРЧ знаходяться у відповідності з вимогою вибірковості по дзеркальному каналу).

Нехай Q екв »100, тоді смуга пропускання тракту радіочастоти:

(2.11)

2.2.3.2 Смуга пропускання тракту ПЧ 2 D F ТПЧ зазвичай близька до смуги пропускання приймача 2 D F П. Знайду її з урахуванням знайденої смуги пропускання тракту радіочастоти 2 D F ТРЧ:

(2.12)

Як і передбачалося 2 D F ТПЧ »2 D F П.

2.2.3.3 Вибір величини проміжної частоти f пр грає важливу роль у роботі всього приймального пристрою.

При виборі значення проміжної частоти слід керуватися такими основними міркуваннями:

1) для достатньої фільтрації сигналів проміжної частоти після відеодетектора необхідно, щоб верхня модулирующая частота F В була нижче проміжної частоти в 5 ... 10 разів.

2) для кращого відтворення форми імпульсу період проміжної частоти Тпр повинен становити не менше 0,05 ... 0,1 тривалості імпульсу t і.

Крім цього зауважу, що дуже високе значення проміжної частоти призведе до зменшення сталого коефіцієнта посилення УПЧ і складності отримання вузькою і стабільної смуги пропускання в УПЧ. А надто низька - до складності отримання необхідної вибірковості по дзеркальному каналу без застосування спеціальних заходів (використання загороджувальних фільтрів по дзеркальному каналу в преселектора).

Верхня частота в спектрі відеосигналу складає приблизно половину ширини смуги пропускання приймача:

F У = 0,5 × D F П, (2.13)

F В = 0,5 × 3,77 × 105 = 1,89 × 105Гц = 189кГц.

Отже, перша вимога до величини проміжної частоти:

f пр ≥ (5 ... 10) × F У (2.14)

Друга вимога:

Тпр ≥ (0,05 ... 0,1) × τ і. (2.15)

Або з урахуванням, що

:

(2.16)

Отримую систему двох вимог:

(2.17)

Очевидне рішення цієї системи двох нерівностей:

f пр ≥ 4 × 106Гц.

Вибираю найближчим менше значення проміжної частоти з рекомендованого ряду: 30МГц, 60МГц і 120МГц.

Отже, значення проміжної частоти приймача:

f пр = 30 × 106Гц = 30МГц.

2.2.4 Визначимо допустимі коефіцієнт шуму приймача

2.2.4.1 Для початку виберу тип і марку фідера зниження антени. Вибираю коаксіальний кабель марки РК75-4-19, для якого:

хвильовий опір ρ = 75Ом;

питомі втрати на частоті 1 ГГц α = 0,21 дБ / м.

Коефіцієнт передачі по потужності фідера зниження антени:

,

де L - довжина кабелю зниження, L = 5м.

2.2.4.2 У технічному завданні чутливість задана в одиницях напруги. Переведу її в одиниці потужності:

Pc. Min = ,

де RA - опір антени, RA = ρ = 75 Ом.

Pc. Min = .

2.2.4.3 Відношення сигнал / шум у відносних одиницях:

γ = 100,1 × γ [дБ],

γ = 100,1 × 12 = 15,8.

2.2.4.4 Допустимий коефіцієнт шуму приймача:

,

де Рс. min - чутливість приймача;

k - постійна Больцмана;

T0 - нормальна абсолютна температура, T0 = 293К;

TA - шумова температура антени, TA = 50К.

2.2.5 Знайду дійсний коефіцієнт шуму приймача без застосування УРЧ

2.2.5.1 Коефіцієнт шуму вхідного ланцюга:

N ВЦ ,

де K Р. ВЦ - коефіцієнт передачі по потужності вхідного ланцюга, зазвичай не менше 0,8, приймаю K Р. ВЦ = 0,8.

.

Малюнок 2.2. Схема структурна перший вузлів приймача без застосування УРЧ.

2.2.5.2 В даний час у фахових приймачах в змішувачах перетворювачів і в підсилювачах дециметрового діапазону широко використовуються польові транзистори. Пояснюється це малими нелінійними спотвореннями при перетворенні і великим динамічним діапазоном вхідного сигналу. Сучасні перетворювачі частоти на лампах мають динамічний діапазон 70-80дБ, на біполярних транзисторах до 50-60дБ, а на польових транзисторах до 90-100дБ і більше. Малі нелінійні спотворення є важливими з точки зору зменшення ефектів блокування, перехресної модуляції і взаємної модуляції 2-го і 3-го порядків. Великий динамічний діапазон важливий у радіолокаційних приймачах у зв'язку з великим діапазоном вхідної напруги.

Вибираю як змішувач перетворювача частоти схему підсилювача на польовому транзисторі з ізольованим затвором типу 2П310А, характеристики якого наведені в додатку А. Вибір транзистора обумовлена ​​в першу чергу величиною посилення по потужності, яка становить не менш 5Дб на частоті 1 ГГц. По-друге, протяжним лінійним ділянкою на залежності крутизни від напруги затвор-витік. По-третє, відносно низьким коефіцієнтом шуму. Коефіцієнт шуму перетворювача частоти перевищує в 3 ... 5 разів коефіцієнт шуму підсилювального елемента. Для вибраного польового транзистора становить не більше 6дБ на частоті 1 ГГц, або у відносних одиницях:

N Т = 100,1 × 6 = 4

Приймаю коефіцієнт шуму перетворювача рівним:

N ПЧ = 5 × N Т,

N ПЧ = 5 × 4 = 20.

Коефіцієнт посилення по потужності перетворювача частоти, виконаного на обраному польовому транзисторі, становить близько 2:

КПЧ ≈ 2.

2.2.5.3 Коефіцієнт шуму УПЧ N УПЧ = 4

2.2.5.4 Очікуваний коефіцієнт шуму приймача без УРЧ:

,

Очікуваний коефіцієнт шуму приймача без УРЧ перевищує гранично допустимий коефіцієнт шуму:

26,9> 11,5

Отже, необхідно застосувати перед перетворювачем частоти малошумлячий підсилювач радіочастоти.

Малюнок 2.3 Схема структурна перший вузлів приймача з використанням УРЧ.

2.2.6 Знайду дійсний коефіцієнт шуму приймача при застосуванні малошумящего УРЧ перед перетворювачем частоти

2.2.6.1 В якості підсилювального елемента застосовую польовий транзистор 2П310А. Причини вибір такі ж, як при виборі транзистора змішувача (див. п.2.2.5.2).

Приймаю коефіцієнт шуму УРЧ:

N УРЧ = 2 × N Т,

N УРЧ = 2 × 4 = 8,

а коефіцієнт підсилення по потужності:

K Р. УРЧ = 3дБ = 2.

2.2.6.2 Очікуваний коефіцієнт шуму приймача з застосуванням УРЧ:

.

Очікуваний коефіцієнт шуму приймача з застосуванням УРЧ більше гранично допустимого:

21,9> 11,5

Необхідно застосувати УРЧ з великим посиленням.

2.2.7 Можливо два варіанти рішення цієї задачі

1) застосувати багатокаскадний УРЧ;

2) застосувати УРЧ з каскодне включенням підсилювальних елементів.

Другий варіант кращий, тому що має кращу стійкість, при аналогічних шумових характеристиках.

На практиці застосовуються різні комбінації підсилювальних елементів у схемі каськодного УРЧ. Схема на двох польових транзисторах володіє найбільшим динамічним діапазонами і в даному випадку володіє перевагою. Коефіцієнт стійкого посилення перевищує, по крайней мере, в 100 разів (а часто і вище) коефіцієнт посилення каскаду на одному такому ж транзисторі.

2.2.7.1 Коефіцієнт шуму приймача з застосуванням каськодного УРЧ:

,

де N УРЧК - коефіцієнт шуму каськодного УРЧ, рівний коефіцієнту шуму каскаду на одному транзисторі N УРЧК = N УРЧ = 8;

K Р УРЧК - коефіцієнт посилення каськодного УРЧ.

З цієї формули знаходжу необхідний коефіцієнт посилення каськодного УРЧ:

.

Заміняю коефіцієнт шуму приймача його необхідним значенням і знаходжу мінімальний коефіцієнт посилення каськодного УРЧ:

Знайдене значення коефіцієнта посилення УРЧ є мінімальним з точки зору забезпечення шумових властивостей.

Посилення зазвичай вибирають із запасом на старіння елементів:

,

де k - коефіцієнт запасу посилення, зазвичай k = (2 ... 3), вибираю k = 2, .

Мінімальна напруга на вході перетворювача:

,

де g ВХ ПЧ - вхідна провідність перетворювача частоти, g ВХ ПЧ ≈ 1,17 × 10-2см.

.

Динамічний діапазон вхідної напруги у відносних одиницях:

D ВХ = 100,05 × D [дБ],

D ВХ = 100,05 × 50 = 316.

Максимальна напруга на вході перетворювача:

U вх пч max = U вх пч min × D вх,

U вх пч max = 1,4 × 10-5 × 316 = 4,42 × 10-3В = 4,42 мВ.

Отримане значення максимального вхідного напруги перетворювача є цілком прийнятним для змішувача на польовому транзисторі.

3. Розрахунок логарифмічного УПЧ

3.1 Дані для розрахунку

Динамічний діапазон вхідного сигналу:

D ВХ = 50дБ = 100,05 × 50 = 316

Динамічний діапазон вихідного сигналу не більше D ВИХІД = 13дБ = 100,05 × 13 = 4,46

Мінімальне значення вхідного сигналу (визначається чутливістю) E ВХ МІН = 8,86 × 10-6В.

Мінімальне значення вихідної напруги (необхідне для нормальної роботи детектора) U вих = 1В.

% .1 Число каскадів логарифмічного підсилювача в найпростішому випадку чисельно дорівнює необхідному динамічному діапазону вихідного сигналу:

N = D ВИХІД,

число каскадів, зрозуміло, округляється до найближчого меншого цілого.

N = 4,46 ≈ 4

Якісна амплітудна характеристика четирехкаскадного УПЧ наведена на малюнку%.

3.2 Посилення каскаду до насичення

,

.

3.3 оцінити помилки апроксимації за графіком рис.27 [] для K Л = 16дБ:

δ ≈ 2 дБ,

її можна вважати задовільною.

3.4 Необхідне посилення до ЛУПЧ

,

.

3.5 Поріг насичення каскаду ЛУПЧ

ЕТ = К × ЕВХ МІН × D ВХ,

ЕТ = 52,5 × 8,86 × 10-6 × 316 = 0,147 В.

3.6 Розрахунок підсилювача логарифмічного УПЧ

У логарифмічних УПЧ застосовуються в основному широкосмугові підсилювачі. Частотна вибірковість при цьому здійснюється в попередніх каскадах. Як схемного виконання використовую резистивний підсилювач на біполярному транзисторі, включеного за схемою з загальним емітером (ОЕ) малюнок%.

3.6.1 Вибираю транзистор підсилювача за наступними критеріями

1) граничній частоті посилення f ГР> (3 ... 4) × f В,

де f В - верхня частота підсилюються коливань (для вузькосмугового коливання можна прийняти f У ≈ f ПР), отже, вибирати потрібно такі транзистори, у яких f ГР ≥ 4 × 30МГц = 120МГц;

2) стосовно коефіцієнта передачі струму до ємності колекторного переходу: h 21Е/СК; перевагу потрібно віддавати транзисторам з великим відношенням (відношення h 21Е/СК побічно визначає стійкий коефіцієнт посилення);

3) і, нарешті, вартості - транзистори з дуже високими показниками мають б ό більшу вартість.

Вибираю транзистор 2Т368А. Його параметри наведені в додатку%.

3.6.2 Знаходжу параметри підсилювального каскаду на проміжній частоті

3.6.2.1 Опір бази на високій частоті:

,

де τ - постійна ланцюга зворотного зв'язку;

СК - ємність колекторного переходу.

3.6.2.2 Опір емітерного переходу:

,

де I 0Е - струм емітера в робочій точці каскаду, вибираю положення робочої точки з умови забезпечення запасу на регулювання підсилення в 6 разів: струм емітера в робочій точці, дорівнює 3мА = 3 × 10-3А.

3.6.2.3 Коефіцієнт передачі по струму в схемі із загальною базою (ПРО):

,

де β - статичний коефіцієнт передачі струму за схемою з ОЕ, β = h 21Е0 = 50.

3.6.2.4 Опір переходу база-емітер:

,

.

3.6.2.5 Статична крутизна підсилення:

,

.

3.6.2.6 Крутизна на високій частоті:

,

Значення крутизни на високій частоті залишилося практично незмінним.

3.6.2.7 Вхідні провідність:

,

де ω - кутова частота, ω = 2 × π × f ПР.

3.6.2.8 Вхідна ємність:

,

.

3.6.2.9 Вихідна ємність:

,

.

3.6.2.10 Вихідна провідність:

3.6.3 Коефіцієнт стійкого посилення каскаду на біполярному транзисторі, включеному за схемою ОЕ

,

,

що перевищує необхідний коефіцієнт підсилення.

3.6.4 Положення робочої точки з умови забезпечення запасу на регулювання підсилення в 6 разів

I Е0 = 3мА = 3 × 10-3А,

Y 21 0 = 0,11, I Б0 = 0,06 мА = 60мкА,

I К0 ≈ 3мА = 3 × 10-3А.

Напруга база-емітер в робочій точці U БЕ0 ≈ 0,7 В.

Напруга колектор-емітер в робочій точці U КЕ0 = 5В.

3.6.5 Резистор температурної стабілізації в ланцюзі емітера

,

.

Вибираю резистор номіналом 820 Ом.

Напруга на резисторі:

U Е = I Е × R Е,

U Е = 3 × 10-3 × 820 = 2,46 В.

3.6.6 Опору дільника базового зміщення

,

,

де I Д - струм дільника, I Д = 6 I Б0 = 6 × 0,06 × 10-3 = 3,6 × 10-4А.

,

.

Приймаю значення резистора R Д1 номіналом 20кОм за шкалою Е24.

3.6.7 Опір дільника базового зміщення RД1 розподіляю між двома резисторами, один з яких подстроєчний

Опір подстроечного резистора вибираю з міркувань забезпечення регулювання струму бази в діапазоні ± 35%:

,

.

Приймаю значення резистора R Д22 за шкалою Е12 номіналом 6,8 кОм.

Опір постійного резистора дільника:

R Д21 = R Д2-0, 5 × R Д22, R Д21 = 8780-0,5 × 6800 = 5380Ом.

Приймаю значення резистора R Д21 номіналом 5,6 кОм.

3.6.8 Вхідні провідність підсилювача

,

Вхідний опір підсилювача:

,

.

Розрахунок колекторному ланцюзі транзистора буде виконаний після визначення параметрів навантаження, якою є обмежувач посилення наступного каскаду ЛУПЧ.

3.7 Розрахунок обмежувача посилення (дивись рис.%)

3.7.1 Опір резистора дільника RS знайду по наближеній формулі з розрахунку забезпечення струму через діоди близько 0,5 мА

,

де ОІ - напруга джерела зсуву, у разі джерела живлення;

U ПОР - порогове напруга діодів, для кремнієвих діодів U ПОР ≈ 0,7 В;

I діод - струм через діоди обмежувача, I діод = 5 × 10-4А.

3.7.2 Опір навантажувальних опорів дільника

,

.

Приймаю значення R = 680Ом за шкалою Е24.

3.7.3 Опір навантаження дільника з урахуванням вхідного опору підсилювача можна знайти за формулою

R ~ ,

R ~ .

3.7.4 Опір резистора обмежувача Rf

Rf = R ~ × (K Л-1),

Rf = 260 × (6,81-1) = 1511Ом.

Вибираю номінал резистора Rf за шкалою Е24 1,5 кОм.

3.7.5 В процесі налаштування ЛУПЧ напруга обмеження посилення піддається зміні

Поділяю опір RS на два резистора, один з яких подстроєчний. Він повинен забезпечити регулювання напруги обмеження в межах ± 20%.

Опір подстроечного резистора:

RS 2 = 0,4 × RS,

RS 2 = 0,4 × 25400 = 10160Ом.

Вибираю номінал подстроечного резистора за шкалою Е12 величиною 10кОм.

Опір постійного резистора:

RS 1 = RS -0,5 RS 1, RS 1 = 25400-0,5 10000 = 20400Ом.

Вибираю номінал резистора за шкалою Е24 величиною 20кОм.

3.7.6 Вхідний опір обмежувача в режимі посилення

,

.

Вхідний опір обмежувача в режимі насичення:

,

.

Середнє значення вхідного опору обмежувача можна знайти як середнє геометричне двох значень опорів:

,

.

3.8 Розрахунок колекторному ланцюзі підсилювача ЛУПЧ

3.8.1 Опір колекторному ланцюзі по змінному струмі з урахуванням впливу вхідного опору обмежувача посилення

,

.

3.8.2 Опір резистора колекторної навантаження по змінному струмі

,

Приймаю значення R к за шкалою Е24 рівним 75Ом.

3.8.3 Опір резистора фільтра

,

.

Приймаю значення R ф за шкалою Е24 рівним 1,5 кОм.

3.8.4 Ємність конденсатора в ланцюзі емітера знаходиться з міркування його малого реактивного опору в порівнянні з опором резистора ланцюга емітера

XC Е <<R Е,

або

,

.

Вибираю конденсатор за шкалою Е24 номіналом 130пФ.

3.8.5 Ємність розділових конденсаторів СР1 і СР2 знайду з міркування малого падіння напруги на них

Реактивний опір конденсатора повинно бути багато менше вхідного опору наступного каскаду. Ємність конденсаторів можна знайти за формулою:

,

,

,

Вибираю за шкалою Е24 конденсатор СР1 номінальною ємністю 620пФ.

3.8.6 Ємність конденсатора фільтра можна знайти за наближеною формулою

,

.

Приймаю величину ємності C ф за шкалою Е24 номіналом 1500пФ.

4. Розрахунок змішувача

4.1 Параметри польового транзистора в режимі перетворення частоти

Вхідна провідність:

g 11пр ≈ 0,6 × g 11С,

де g 11С - вхідна провідність у режимі посилення на частоті сигналу,

g 11пр ≈ 0,6 × 2,84 × 10-3 = 1,7 × 10-3см;

крутизна перетворення:

Y 21ПР = 0,25 × Y 21П,

Y 21ПР = 0,25 × 3,33 × 10-3 = 8,33 × 10-4см;

вихідна провідність:

g 22ПР ≈ 0,4 × g 22, g 22ПР ≈ 0,4 × 1 × 10-4 = 4 × 10-5см;

провідність зворотного зв'язку:

Y 12пр ≈ 0,15 × Y 12П,

де Y 12П - провідність зворотного зв'язку на проміжній частоті,

Y 12пр ≈ 0,15 × (-5,65 × 10-5) = 8,5 × 10-6см;

ємності затвор-витік, затвор-стік і стік-витік і вихідна ємність залишаються без змін:

СЗ-І = 1,5 пФ,

СЗ-С = 0,3 пФ,

СС-І = 1,1 пФ,

С22І = 1,4 пФ.

4.2 Знайду стійкий коефіцієнт посилення змішувача

,

.

4.3 Положення робочого ділянки змішувача вибираю на лінійній ділянці залежності крутизни транзистора від напруги затвор-витік

Напруга затвор-витік в середині робочої ділянки змішувача:

U З-І 0 = 3В,

струм стоку в робочій точці змішувача:

IC 0 = 10мА.

Ширина робочої ділянки:

U З-І = 6В,

амплітуда гетеродина:

U ГЕТ m = 0,5 × U З-І,

U ГЕТ m = 0,5 × 6 = 3В.

Чинне значення напруги гетеродина:

,

.

4.4 Розрахунок виборчої системи ланцюга стоку

4.4.1 Коефіцієнт, що враховує нестабільність форми частотної характеристики з-за впливу вхідних і вихідних ємностей підсилювального приладу

,

де b - відносна зміна ємності, яке може бути рівним 0,1 ... 0,3;

μ - коефіцієнт, що враховує ступінь схильності частотної характеристики фільтрів впливу внесених ємностей, для схеми на двоконтурних фільтрах μ = 0,8 ... 1,0.

4.4.2 Визначаю критичні значення загасання контуру

,

,

де dK - конструктивне загасання контуру, для частоти 30МГц dK = 0,01, C 11 - вхідна ємність каскаду наступна за змішувачем, C 11 = 2пФ,

C 22-вихідна ємність польового транзистора, C 22 = 1,4 пФ,

g 11 - вхідна провідність каскаду наступна за змішувачем, g 11 = 2,25 × 10-3, g 22ПР - вихідна провідність польового транзистора при перетворенні.

,

.

4.4.3 Порівнюю отримане раніше при попередньому розрахунку еквівалентну загасання контурів dЕК зі знайденими значеннями критичного загасання

d ЕК = 0,01257, d '= 0,047, d "= 0,392.

Очевидно, що d ЕК <d '- режим максимального посилення забезпечується без обмежень.

4.4.4 Коефіцієнт включення в базову ланцюг наступного транзистора

,

.

Коефіцієнт включення контуру в колекторний ланцюг приймають рівним одиниці (повне включення контуру в ланцюг колектора):

m 1 = 1.

4.4.5 Еквівалентна ємність першого і другого контуру

,

.

4.4.6 Резонансний коефіцієнт посилення окремого каскаду

,

.

Коефіцієнт підсилення не перевищує значення сталого посилення:

K01 <K УСТ.

4.4.7 Ємність першого контуру

,

.

Приймаю ємність першого контуру СК1 рівної 160пФ за шкалою Е24.

4.4.8 Ємність другого контуру СК21

,

.

Приймаю ємність другого контуру СК21 рівної 180пФ за шкалою Е24.

4.4.9 Ємність другого контуру СК22

,

.

Приймаю ємність другого контуру СК22 рівної 1200пФ за шкалою Е24.

4.4.10 Індуктивності контурів

,

де СК = СК2 = СК2 = 160пФ.

.

4.4.11 Коефіцієнт зв'язку між контурами при критичній зв'язку

k = d ЕК,

k = 0,01257.

4.4.12 Ємність конденсатора внешнеемкостной зв'язку

ССВ = k × СК,

ССВ = 0,01257 × 160 = 2,01 пФ.

Приймаю номінал ємності конденсатора зв'язку за шкалою Е24 рівним 2пФ.

4.5 Знайду вимоги до коливання гетеродина

4.5.1 Навантаженням транзистора є коливальний контур. Резонансна провідність контуру

,

.

4.5.2 Коливання гетеродина подаються в ланцюг витоку транзистора, отже, з боку гетеродина транзистор включений за схемою з загальним затвором (ОЗ)

Вхідна провідність підсилювального каскаду з ОЗ:

,

де g 11 C - вхідна провідність за схемою ОІ на частоті сигналу,

g 22 C. - Вихідна провідність транзистора в схемі з ОІ.

.

4.5.3 Потужність коливань гетеродина

,

.

4.6 Розрахунок змішувача по постійному струму

4.6.1 Резистор температурної стабілізації в ланцюзі витоку

,

де I И0 - струм витоку в робочій точці, I И0 ≈ IC 0 + U З-І × g 11 C = 10 × 10-3 +3 × 2,84 × 10-3 = 1,85 × 10-2А = 18 , 5мА.

Опір R І приймаю номіналом 68Ом за шкалою Е24.

Напруга на резисторі R І:

U І = I И0 × R І,

U І = 1,85 × 10-2 × 68 = 1,26 В.

4.6.2 Опору дільника зміщення затвора

,

де I Д - струм дільника, з міркувань стабільності положення робочої точки струм дільника вибирається багато більше струму витоку затвора польового транзистора. Для даного типу транзистора струм витоку затвора не перевищує 4нА, проте для уникнення проблем з вибором резисторів дільника з дуже великими номіналами, а також зменшення впливу паразитних витоків струму, струм дільника можна прийняти рівним 100мкА.

,

.

Опору резисторів R Д1 і R Д2 вибираю рівними 36кОм і 43кОм відповідно.

4.6.3 Опір резистора фільтра

,

.

Приймаю значення опору резистора фільтра 150Ом за шкалою Е24.

4.6.4 Ємність конденсатора фільтра можна знайти за наближеною формулою

,

.

Приймаю номінал конденсатора фільтра за шкалою Е24 рівним 43пФ.

4.6.5 Ємність конденсатора в ланцюзі витоку знаходиться з міркування його малого реактивного опору в порівнянні з опором резистора ланцюга витоку

XC І <<R І,

Або

,

.

Вибираю конденсатор за шкалою Е24 номіналом 1800пФ.

5. Розрахунок смугового фільтра НВЧ

Фільтр НВЧ виконую на пов'язаних розімкнутих смужкових лініях. Полоскова лінії виконуються у вигляді малюнка друкованої плати. Матеріалом підкладки послужить склотекстоліт, а провідниками смужок мідна фольга. Вибираю в якості матеріалу друкованої плати фольгований із двох сторін склотекстоліт матки СФ2-35-2, 0 ГОСТ 10316-70. Його параметри:

товщина підкладки d = 2мм;

відносна діелектрична проникність матеріалу підкладки ε = 6;

товщина фольги Δ = 35 мкм,

тангенс кута діелектричних втрат tgδ = 250 × 10-5, на частоті 1 ГГц.

5.1 Для фільтру з максимально плоскою характеристикою число ланок можна знайти за формулою [Воскресенський]

,

де L З - ослаблення при розладі Δ f З,

L Проп - ослаблення на кордоні смуги пропускання при розладі Δ f пропив, звичайно L Проп = 2 (або 3дБ).

Кількість ланок фільтра округляється до найближчого більшого цілого:

n = 2.

Зауважу, що кількість елементарних фільтрів на пов'язаних смужках на одиницю більше, то є три.

5.2 Знайду ставлення

.

Потім, за таблицею 3.4 [Ковальов], для відносної смуги пропускання 2% знайду коефіцієнти qi, що представляють собою перепади характеристичних опорів ступеневої переходу фільтра-прототипу:

q 1 = q 3 = 83,356, q 2 = 3741,2.

5.3 Величина перехідних загасань пов'язаних ланок

Ci = 10 × lg (1 + qi),

C1 = C3 = 10 × lg (1 +83,356) = 19,26 дБ,

C 2 = 10 × lg (1 +3741,2) = 35,73 дБ.

5.4 Амплітудний коефіцієнт зв'язку має простий зв'язок з величиною перехідного затухання

Ci = 10 × lg ki -2.

Звідки коефіцієнт зв'язку:

,

,

.

5.5 Геометричні розміри смужок визначаю за формулами [Ковальов]

,

.

Для зменшення громіздкості обчислень результати розрахунків наведені у таблиці 3.1 для d = 2мм, ε = 6 і ρ = 75 Ом.

Таблиця 3.1

b1 = b3, мм

s1 = s3, мм

b2, мм

s 2, мм

1,06

2,22

1,15

4,64

5.6 Довжина смужок

,

де λ - довжина хвилі коливань у повітрі,

СКР i - крайова ємність резонатора.:

Крайова ємність резонатора визначається за формулою:

,

де Δ - товщина провідника резонатора, Δ = 0,0 35мм.

Результати розрахунків наведено в таблиці 3.2

Таблиця 3.2

СКР1 = СКР3, пФ

l 1 = l 3, мм

СКР2, пФ

l2, мм

0,0512

37,80

0,0540

37,77

5.7 Ширина підвідних смужок

,

де ρ - хвильовий опір підвідних ліній.

5.8 Коефіцієнти фільтра-прототипу

,

де k - номер гілки, що відраховується від входу фільтру, k = 1 ... (n +1).

,

,

.

Фільтр симетричний:

g 1 = g 3 = 1, g 2 = 2.

5.9 навантажена добротність

,

де Q Ф - навантажена добротність всього фільтра на рівні трьох децибел,

,

.

З урахуванням знайденого навантажені добротності коливальних систем:

,

.

5.10 Знайду власне загасання резонатора фільтра

,

де QR - добротність резонатора про обліку тільки втрат в провідниках,

Q ІЗЛ - добротність, яка визначається втратами на випромінювання,

tgδ - тангенс кута діелектричних втрат, визначає втрати у діелектрику.

Перші дві добротності знаходжу за графіками в роботі [Ковальов] в залежності від розміру d, хвильового опору ρ частоти f 0 і відносної діелектричної проникності ε:

QR ≈ 360, Q ІЗЛ> 10000.

Третій параметр дано в довідкових даних на матеріал підкладки:

tgδ = 250 × 10-5.

Власне затухання резонатора фільтра:

.

5.11 Резонансна провідність фільтра (за аналогією з смуговим фільтром зосередженої селекції)

,

.

5.12 Активні втрати на середній частоті фільтра

, ДБ,

.

5.13 Коефіцієнт передачі фільтра по потужності

,

,

по напрузі:

,

.

6. Розрахунок підсилювача радіочастоти

6.1 Вибираю послідовне включення транзисторів

Так як напруга живлення досить велика, щоб поділити його на два транзистори. Схема каськодного УРЧ зображена на малюнку. Другий транзистор навантажений на смуговий НВЧ фільтр. Харчування стокової ланцюга паралельне через котушку індуктивності. Індуктивний опір котушки багато більше вхідного опору фільтру. Затвор першого транзистора захищений НВЧ двома діодами типу КД922А. Тип діода вибраний з розрахунку малої бар'єрної ємності, що становить 0,4 пФ при зворотній напрузі 3В.

6.2 Знаходжу необхідну крутизну другого транзистора в робочій точці

,

де Roe - опір фільтра НВЧ,

K ТРЧ - потрібне посилення УРЧ.

.

Цьому значенню крутизни відповідає напруга затвор-витік U З-І = 0,8 В і струм стоку IC = 1,5 мА.

6.3 Вибираю величину напруги стік-витік рівним UС-І = 4В

6.4 Резистор температурної стабілізації в ланцюзі витоку

,

де I И0 - струм витоку в робочій точці, I И0 ≈ IC 0 = 1,5 × 10-3А.

Опір R І приймаю номіналом 1600Ом за шкалою Е24.

Напруга на резисторі R І:

U І = I И0 × R І,

U І = 1,5 × 10-3 × 1600 = 2,4 В.

6.5 Опору дільника зміщення затвора перших затвора

,

де I Д - струм дільника, з міркувань стабільності положення робочої точки струм дільника вибирається багато більше струму витоку затвора польового транзистора.

Для даного типу транзистора струм витоку затвора не перевищує 4нА, проте для уникнення проблем з вибором резисторів дільника з дуже великими номіналами, а також зменшення впливу паразитних витоків струму, струм дільника можна прийняти рівним 100мкА.

,

.

Опору резисторів R Д11 і R Д12 вибираю 27кОм і 33кОм відповідно шкалою Е24.

6.6 Опору дільника зміщення затвора другого транзистора

,

,

,

.

Опору резисторів R Д21 і R Д22 вибираю 47кОм і 75кОм відповідно за шкалою Е24.

6.7 Опір резистора фільтра

,

.

Приймаю значення опору резистора фільтра 1,8 кОм за шкалою Е24.

6.8 Індуктивність ланцюга стоку

,

де Goe - резонансна провідність фільтра НВЧ, Goe = 2,67 × 10-4см.

.

6.9 Ємність конденсатора фільтра можна знайти за формулою

,

.

Приймаю номінал конденсатора фільтра за шкалою Е24 рівним 20пФ.

6.10 Ємність конденсатора, шунтуючого дільник зміщення затвора

Знаходжу з міркувань його малого реактивного опору, в порівнянні з вхідним опором транзистора на високій частоті:

,

.

Приймаю номінал конденсатора дільника за шкалою Е24 рівним 12пФ.

6.11 Ємність конденсатора в ланцюзі витоку знаходиться з міркування його малого реактивного опору в порівнянні з опором резистора ланцюга витоку

XC І <<R І,

або

,

.

Вибираю конденсатор за шкалою Е24 номіналом 15пФ.

6.12 Ємність конденсатора, шунтуючого дільник зміщення затвора другого транзистора можна знайти за формулою

,

.

Вибираю конденсатор за шкалою Е24 номіналом 12пФ.

7. Розрахунок попереднього підсилювача проміжної частоти

7.1 У попередньому підсилювачі проміжної частоти відбувається посилення коливань до величини необхідної для нормальної роботи логарифмічного УПЧ

Необхідний коефіцієнт підсилення до ЛУПЧ був розрахований раніше, він дорівнює До = 52,5. Коефіцієнти підсилення УРЧ, змішувача і коефіцієнти передачі по напрузі вхідного ланцюга і смугового фільтра НВЧ відомі з розрахунку. Необхідний коефіцієнт посилення всього тракту УПЧ:

,

.

7.2 Посилення кожного каскаду УПЧ з розрахунку, що їх два

,

.

7.3 Коефіцієнт, що враховує нестабільність форми частотної характеристики з-за впливу вхідних і вихідних ємностей підсилювального приладу

,

де b - відносна зміна ємності, яке може бути рівним 0,1 ... 0,3;

μ - коефіцієнт, що враховує ступінь схильності частотної характеристики фільтрів впливу внесених ємностей, для схеми на двоконтурних фільтрах μ = 0,8 ... 1,0.

.

7.4 Визначаю критичні значення загасання контуру

,

,

де dK - конструктивне загасання контуру, для частоти 30МГц dK = 0,01, C 11 і C 22 - відповідно вхідна та вихідна ємності підсилювального приладу,

g 11 і g 22 - вхідна і вихідна провідності підсилювального приладу.

,

.

Порівнюю розрахункове значення загасання контурів з критичними значеннями загасання:

d ЕК = 0,01257, d '= 0,0368, d "= 0,348.

Очевидно, що d ЕК <d '- режим максимального посилення забезпечується без обмежень.

7.5 Коефіцієнт включення в базову ланцюг наступного транзистора

,

.

Коефіцієнт включення контуру в колекторний ланцюг приймають рівним одиниці (повне включення контуру в ланцюг колектора):

m 1 = 1.

7.6 Еквівалентна ємність першого і другого контуру

,

.

7.7 Резонансний коефіцієнт посилення окремого каскаду

,

.

Більше заданого - необхідно зменшити коефіцієнт посилення до заданого значення Купчої = 2,77.

7.8 Коефіцієнт включення в ланцюг наступного транзистора

,

.

7.9 Контура необхідно зашунтувати, провідність шунтів

,

Опір шунта:

,

.

Приймаю опір шунта рівним 33кОм за шкалою Е24.

7.10 Ємність першого контуру

,

.

Приймаю ємність першого контуру СК1 рівної 120пФ за шкалою Е24.

7.11 Ємність другого контуру СК21

,

.

Приймаю ємність другого контуру СК21 рівної 130пФ за шкалою Е24.

7.12 Ємність другого контуру СК22

,

.

Приймаю ємність другого контуру СК22 рівної 1800пФ за шкалою Е24.

7.13 Індуктивності контурів

,

де СК = СК2 = СК2 = 125пФ.

.

7.14 Коефіцієнт зв'язку між контурами при критичній зв'язку

k = d ЕК,

k = 0,01257.

7.15 Ємність конденсатора внешнеемкостной зв'язку

ССВ = k × СК,

ССВ = 0,01257 × 125 = 2,01 пФ.

Приймаю номінал ємності конденсатора зв'язку за шкалою Е24 рівним 2пФ.

7.16 Розрахунок підсилювача по постійному струму майже повністю збігається з розрахунком логарифмічного УПЧ

Наведу результати розрахунку:

R Д1 = 20кОм,

R Д21 = 5,6 кОм,

R Д22 = 6,8 кОм,

R Е = 820Ом,

СЕ = 130пФ,

СФ = 1500пФ.

Опір резистора фільтра:

,

.

Приймаю опір резистора фільтра рівним 1,5 кОм за шкалою Е24.

8. Попередній розрахунок виборчої системи тракту проміжної частоти (ТПЧ)

8.1 Коефіцієнт прямокутності виборчої системи ТПЧ

,

де Δ f СК - частотна расстройка сусіднього каналу,

f ТПЧ - смуга пропускання тракту проміжної частоти на рівні 0,707.

По таблиці 17.11 [Буланов] знаходжу, що коефіцієнт прямокутності не гірше розрахункового можна отримає при застосуванні трьох каскадів підсилювачів (у тому числі один перетворювач частоти) на двоконтурних фільтрах. Коефіцієнт прямокутності трехкаскадного підсилювача на двоконтурних фільтрах дорівнює КП60 = 4,4, що менше розрахункового.

8.2 Еквівалентна загасання контурів УПЧ

,

де ψ (3) - значення функції з табл.17.11 [Буланов] для n = 3, ψ (3) = 1.

Додати в блог або на сайт

Цей текст може містити помилки.

Комунікації, зв'язок, цифрові прилади і радіоелектроніка | Диплом
188.4кб. | скачати


Схожі роботи:
Розрахунок літакової радіолокаційної станції
Проект двоколійного перегону від станції А до станції Б протяжністю 6800 метрів
Радіомовний приймач
Приймач для радіокерованої іграшки
Приймач аналогових сигналів з амплітудною модуляцією
Розрахунок нижньої оцінки бюджетних витрат розгортання радіолокаційної системи
Проектування радіомовного приймача довгохвильового діапазону
Фізичні причини виділення діапазону НВЧ
Розрахунок зв`язкового передавача 27 лютого МГц
© Усі права захищені
написати до нас