Комутаційно-фільтрові пристрій радіолокатора безперервного випромінювання з частотною маніпуляцією

Міністерство освіти Російської Федерації

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ УНІВЕРСИТЕТ СИСТЕМ

УПРАВЛІННЯ ТА РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ (ТУСУР)

Кафедра надвисоких частот і квантової радіотехніки (СВЧіКР)

Пояснювальна записка до дипломного проекту

Комутаційно-фільтрові пристрій радіолокатора безперервного випромінювання з частотною маніпуляцією і модуляцією

ЗМІСТ

ВСТУП

1 хвилеводні фільтри

2 хвилеводно-микрополосковой перехід

3 Критерій якості смугасто-проникних фільтрів

ВСТУП

Використання діапазонів сантиметрових хвиль для створення систем зв'язку, локації, навігації, проведення складних наукових експериментів дозволяє отримувати результати, недосяжні в інших частотних діапазонах.

За останні роки різко зросли рівень і обсяг вимог, що пред'являються до частотним характеристикам пристроїв, в яких використовується діапазон надвисоких частот (радіорелейні лінії, радіолокатори, радіотелескопи та ін.) Відповідно зростання вимог ускладнився тракт, що направляє енергію від генератора НВЧ коливань до навантаження; в даний час направляюча система, крім власне фідера (хвилеводу, коаксіальної лінії тощо), включає велику кількість різних фідерних пристроїв: фільтруючих, що погоджують, відгалужувальні, що підсумовують та ін

Фільтри - основний елемент багатьох радіотехнічних пристроїв. Вони використовуються для поділу або складання сигналів різних частот у багатоканальних системах зв'язку або у вузлах радіотехнічних пристроїв. Спектр електромагнітних коливань обмежений, і його окремі ділянки необхідно відокремити один від іншого; фільтри використовуються для того, щоб випромінювання радіопередавачів були обмежені заданими межами спектру, і навпаки, інші фільтри використовуються для захисту приймачів від перешкод, розташованих поза їх робочої смуги частот.

Частотні характеристики фільтрів повинні задовольняти жорстким вимогам; відповідний цим вимогам розрахунок систем називають синтезом.

При вирішенні завдань синтезу НВЧ пристроїв використання прямих електродинамічних методів надзвичайно важко. Тому на практиці використовується наближений компромісний метод, що дає досить хороші результати.

Компромісний метод полягає в тому, що вихідні позиції обмежуються певним колом вивчених найпростіших фідерних елементів, наприклад, відрізків ліній, діафрагм, штирів і ін, що володіють деякими відомими конструктивними й електричними параметрами. Параметри цих елементів визначаються методами електродинаміки. Складне з'єднання таких елементів розраховується за допомогою матричного апарату теорії кіл у припущенні, що матриці, що описують ці елементи, залишаються незмінними при будь-якому складному поєднанні елементів. При цьому передбачається, що зона обуреного поля поблизу неоднорідності в фідері локалізована в безпосередній близькості від елемента, а взаємодія елементів здійснюється лише на основному типі хвилі.

Ланцюг НВЧ із заданою частотною характеристикою будується з заздалегідь вибраних ланок. Особливим типом ланки є відрізок однорідного фідера. Каскадне з'єднання таких відрізків з різними хвильовими опорами широко застосовується при синтезі.

У складному процесі вдосконалення радіотехнічних систем НВЧ діапазону широко використовуються новітні досягнення в галузі електроніки НВЧ, сучасної елементної бази і матеріалознавства в поєднанні з комплексним підходом до проектування і оптимізації параметрів систем і пристроїв. Хоча за останні роки запропоновано велику кількість конкретних варіантів НВЧ фільтрів, тим не менш інтенсивний пошук нових типів фільтрів продовжується і в даний час. Дана обставина відображає два принципових моменти:

1. Виключно різноманітність вимог, що пред'являються до фільтрів (внесене згасання, вибірковість, побічні смуги пропускання, припустимий рівень НВЧ потужності, габаритні розміри, стійкість при зміні зовнішніх механіко - кліматичних умов і т. д.), що породжує відповідне різноманітність конструкцій.

2. Об'єктивні труднощі проектування універсального фільтра, що забезпечує "абсолютне" рішення проблеми.

У цій ситуації завдання проектування оптимального НВЧ фільтра доцільно розглядати як реалізацію компромісу між окремими, часто суперечливими вимогами в просторі відповідних показників якості []. Особливо гостро тут стоїть проблема створення вузькосмугових фільтрів, які мають мінімальними втратами і габаритними розмірами, високим рівнем придушення паразитних смуг пропускання при підвищеній вибірковості. Важливу роль відіграють також питання поліпшення технологічності конструкцій фільтрів, високої стійкості й відтворюваності їх електричних характеристик, простота настройки. Необхідність формування заданих частотних характеристик фільтрів, при жорстких обмеженнях на габаритні розміри і масу істотно ускладнюють завдання розробки і проектування їх як в теоретичному, так і експериментальних аспектах. З огляду на загальну тенденцію мініатюризації радіотехнічних НВЧ систем, збільшення концентрації енергії електромагнітного поля і безперервне підвищення вимог в частині електромагнітної сумісності (ЕМС), комплексне рішення задач проектування та практичної реалізації оптимальних НВЧ фільтрів, а також узагальнення накопиченого досвіду їх проектування є досить актуальними.

Хвилеводні фільтри

Фільтри діапазону НВЧ зазвичай представляють собою каскадне з'єднання об'ємних резонаторів. Набули поширення два способи включення резонаторів в ланцюжок: безпосереднє (фільтри з безпосередніми зв'язками - рис.1), за допомогою відрізків лінії (фільтри з чвертьхвильові зв'язками - мал.2).

Малюнок 1. Схематичне зображення фільтра з безпосередніми зв'язками між резонаторами

До переваг фільтрів з чвертьхвильові зв'язками відноситься зручність їх налаштування, яка може здійснюватися поелементно.

До недоліків - великі габарити, а також обмеження по смузі частот (не більше 10-15%), в якій зберігається прийнятна точність розрахунку.

Метод розрахунку включає в себе два етапи: спочатку розраховується деяка, прийнята в якості прототипу, схема з LC елементів, далі цією схемою ставиться у відповідність фільтр НВЧ і визначаються параметри всіх його об'ємних резонаторів. Прототипом прийнятий смугасто-пропускає фільтр, зображений на рис.3; завданням його розрахунку є визначення навантажених добротностей Q контурів за заданою частотною характеристикою робочого загасання (власна добротність контурів передбачається при цьому нескінченної).

Малюнок 2. Схематичне зображення фільтра з чвертьхвильові зв'язками

Після розрахунку прототипу перехід до фільтру НВЧ полегшується зміною прототипну схеми і приведенням її до вигляду, зображеному на мал.4.

Малюнок 3. Схема прототипу

Малюнок 4. Видозмінена схема прототипу

Еквівалентність схем, зображених на рис.3 і 4, зберігається в смузі до 20%; причиною обмежень є частотна чутливість чвертьхвильові відрізків лінії.

Малюнок 5. Частотна характеристика прототипу

Нижче дана послідовність операцій синтезу прототипу. Перш за все необхідно поставити шість величин, що характеризують необхідні електричні властивості фільтра (мал. 5):

граничні частоти смуги пропускання f _п і _f-п;

граничні частоти загородження f _з і _f-з;

максимальне загасання в смузі пропускання b _п (або допуск на неузгодженість | Г | _мах);

мінімальне загасання в смузі загородження b _з.

Перший етап синтезу полягає у виборі конкретної форми функції робочого загасання. Найбільш поширені два види цієї залежності:

чебишовської

і максимально плоска

Де T _n - поліном Чебишева 1-го роду n-го порядку;

n - число ланок фільтра;

- Частотна мінлива;

h - амплітудний множник;

;

S - масштабний множник;

при ;

;

- Добротність (по рівню 3 дБ) фільтра з максимально плоскою характеристикою.

Для чебишовської фільтра:

;

і для фільтру з максимально-плоскою характеристикою:

При цьому

;

де b _п і b _з дано у дБ

Другий етап синтезу полягає у визначенні коефіцієнта передачі Т ₁₁ по заданому у вигляді функції квадрату його модуля. Для цієї мети необхідно знайти корені рівняння

і представити функцію робочого загасання у вигляді добутку двох комплексно-сполучених множників:

Де h _1, h _2, ..., h _n - корені, розташовані у верхній півплощині комплексної змінної h;

h ^* _1, h ^* _2, ..., h ^* _n - зв'язані корені.

В якості Т ₁₁ вибираємо той із співмножників в (), корені якого лежать у верхній півплощині, тобто відповідають сталого полиному.

Третій етап синтезу полягає у визначенні опору холостого ходу Z _xx фільтра по знайденому значенню Т _11. Якщо в заданій функції робочого загасання поліном - Непарний, то фільтр буде симетричним, його опір холостого ходу слід визначати за формулою:

Якщо ж - Парний поліном, то відповідний фільтр антіметрічний і опір холостого ходу обчислюється за формулою:

В останньому випадку в схемі може знадобитися ідеальний трансформатор, що забезпечує ; Це характерно для чебишовських фільтрів з парним числом ланок.

Четвертий етап синтезу полягає у визначенні числових значень гілок сходової схеми. З цією метою знайдене значення опору холостого ходу Z _xx розкладається в ланцюгову дріб:

;

і коефіцієнти до _1, до _{2, ...,} до _n ототожнюються з елементами сходової схеми. Якщо синтезується смугасто-пропускає фільтр, то і до _1, до _{2, ...,} до _n відповідають добротність паралельних і послідовних контурів у гілках сходової схеми.

Наведений вище метод в початковому вигляді незручний при розрахунках внаслідок громіздкості і значної ймовірності помилок.

Відомі два способи подолання цих труднощів. У першому способі виявляються загальні закономірності в розподілі добротностей контурів сходової схеми; ці закономірності досліджуються при розкладанні Z _xx в ланцюгову дріб і потім (за індукції) узагальнюються. Найбільш простий закон розподілу добротностей у фільтрі з максимально плоскою характеристикою:

де Q _m - необхідна добротність m-го ланки;

Q _ф - задана добротність всього фільтру;

n - число ланок фільр.

Другий спосіб подолання розрахункових труднощів полягає в повній каталогізації всіх трудомістких процесів розрахунку.

Наведемо приклад розрахунку смугасто-проникного фільтру (ППФ) за такими довільно заданими характеристиками:

ГГц;

;

дБ;

тип характеристики - чебишовської.

1.Визначити кількість ланок фільтра:

;

Вибираємо .

Визначаємо нормовану добротність кожної ланки фільтру користуючись табульований значеннями наведеними в []:

;

3. Знаходимо абсолютні значення добротності:

;

4. Обчислимо початкові добротності:

Аналогічно обчислюємо

з тією лише різницею, що контури розташовані не на краях ланцюжка, а всередині мають прирощення замість .

5. За графіками наведеним в [1,2] знаходимо відповідні провідності індуктивних неоднорідностей:

6. За графіком в [1,2] знаходимо відносні, а потім і абсолютні значення діаметрів штирів:

мм;

7. Визначимо довжину об'ємних резонаторів:

мм;

і аналогічно

мм;

8. Обчислимо відстань між контурами:

мм;

Для об'єктивної оцінки основних параметрів НВЧ фільтрів фахівці використовують поняття габаритного індексу втрат (G) [3,7], яке включає такі характеристики, як обсяг, загасання, вибірковість, число ланок і смугу пропускання.

Полоснопропускающій фільтр, що має найменшу величину габаритного індексу втрат, вважається оптимальним. Експериментальні значення G для основних типів ППФ НВЧ для різних діапазонів довжин хвиль наведені в [3]; виходячи з них випливає, що критерій якості фільтра (габаритний індекс втрат) обмежений за своїм найменшим значенням.

Середнє значення G для довжини хвилі см становить 0,8 .

Розрахуємо G за такою формулою:

;

де - Втрати ППФ;

V - ефективний обсяг ППФ в ;

n - число резонаторів;

- Відносна смуга пропускання.

Висновок: фільтр розрахований раціонально.

Ідея використання багатошарових структур для фільтрації електромагнітних хвиль спочатку була успішно реалізована в оптичному діапазоні. У 60 - 70-ті роки ці ж принципи фільтрації були перенесені в НВЧ діапазон, де в якості волноведущих елементів широко використовуються як різні типи лінії передачі, так і хвилі у вільному просторі. Основними перевагами, які досягаються в таких фільтрах, є: широкий частотний діапазон використання (0,5 ... 30 ГГц); простота конструкції; низький рівень внесених втрат; високий рівень пропускається потужності (до декількох кіловат). До недоліків ВДР, що використовують традиційні волноведущих конструкції, слід віднести великі поперечні розміри, які в основному визначаються поперечними розмірами хвилеводу, і досить низькі значення навантаженої добротності резонансних ланок, що потребує збільшення їх числа.

Для усунення зазначених недоліків використовують три напрямки:

1. Застосування як резонаторів структури типу «А-сендвіч» з чвертьхвильові зв'язками. Тут навантажена добротність істотно зростає, але поперечний переріз залишається досить великим, тому що необхідно забезпечити режим розповсюдження основної хвилі на ділянці четвертьволновой зв'язку.

2. Збільшення відносної діелектричної проникності діелектричних елементів, що наближає їх до діелектричним резонаторам.

Однак спектр власних коливань ДР виявляється досить насиченим, в результаті чого можлива поява небажаних побічних смуг пропускання у фільтрах, якщо не вжиті спеціальні заходи для їх придушення.

3. Одночасне зменшення поперечних розмірів лінії передачі і збільшення проникності ДЕ, коли робочі частоти виявляються нижче критичної частоти основної хвилі регулярної лінії передачі (позамежний режим). У конструкції фільтра тоді можна досить чітко виділити відрізки ліній передачі з поширюються або затухаючими хвилями, які чергуються в певній послідовності. Такі фільтри природним чином сполучаються з НВЧ елементами, виконаними на хвилеводах, повністю заповнених діелектриком, що створює умови для комплексної мініатюризації НВЧ пристроїв. Позамежні області легко створюються за рахунок порушення однорідності діелектричного заповнення. Ці ж області сприяють розрідженню спектру власних коливань резонансних елементів ВДФ.

Одномодові хвилеводно - діелектричні фільтри.

Для опису ВДР з плоскими шарами зручно ввести поняття узагальненого резонансного ланки.

Фізична структура моделі одномодового ВДФ

Узагальнене ланка (мал.) складається з двох однакових відрізків позамежного хвилеводу перетином , Довжиною , Заповненого середовищем з проникністю , І діелектричного шару з проникністю довжиною . Електричні довжини діелектричного шару і позамежних ділянок позначимо і (Мал.).

Представлення узагальненого ланки ВДФ у вигляді чотириполюсника

Узагальнене ланка має резонансними властивостями і може бути представлено у вигляді чотириполюсника, що характеризується зовнішніми параметрами: центральною частотою і навантаженої добротністю (Мал.).

Представлення узагальненого ланки ВДФ у вигляді чотириполюсника

Зовнішні параметри і однозначно визначаються внутрішніми параметрами і , Залежними від конструктивного виконання ВДР.

Використання узагальнених ланок при аналізі та синтезі багатоланкових ВДФ в якості базового елемента дозволяє уникнути штучного поділу функцій діелектричного шару і позамежних ділянок у формуванні частотних характеристик і скоротити число змінних, які підлягають визначенню при рішенні завдання синтезу ВДФ.

Хвилеводно-діелектричний фільтр N-го порядку представляє собою каскадне з'єднання N узагальнених резонансних ланок. Слід виділити три основних способи з'єднання узагальнених ланок (мал.), що отримали найбільше поширення на практиці: безпосереднє з'єднання узагальнених ланок; з'єднання узагальнених ланок через додаткові ділянки позамежного хвилеводу; з'єднання узагальнених ланок через реактивні елементи, в ролі яких зазвичай використовуються індуктивні діафрагми.

Різних способів з'єднання узагальнених ланок відповідають різні типи реалізованих АЧХ. Так аналіз структури [] функції робочого загасання N-ланок фільтра показує можливість реалізації при безпосередньому з'єднанні узагальнених ланок АЧХ максимально плоского типу при N довільному і чебишовських АЧХ при N непарному, так як на центральній частоті структури даного типу забезпечують повну передачу енергії .

Для реалізації чебишовських АЧХ при N парному зв'язок узагальнених ланок повинна здійснюватися через додаткові відрізки зв'язку, що мають електричну довжину і виконані на позамежному хвилеводі того ж перетину, що і позамежний хвилевід узагальненого ланки (мал.).

Для зв'язку узагальнених ланок використовують у певних випадках металеві діафрагми (мал.). Введення металевих діафрагм в хвилеводно-діелектричну структуру дозволяє зменшити поздовжні габарити фільтрів, в значній мірі зменшити вплив паразитних коливань в області частот вище критичної частоти хвилеводу.

Безпосереднє з'єднання узагальнених ланок

З'єднання узагальнених ланок через додаткові ділянки позамежного хвилеводу.

З'єднання узагальнених ланок через реактивні елементи

Аналітичний синтез ВДФ заснований на порівнянні зовнішніх параметрів узагальнених ланок , і нормованих параметрів фільтрів-прототипів з Чебишевськими і максимально плоскими АЧХ. Розрахунок параметрів фільтрів-прототипів докладно розглянуто в [] і для інженерних розрахунків складені відповідні таблиці.

Еквівалентна схема багатоланкового ВДФ наведена на (рис..) Кожне узагальнене ланка еквівалентно резонансній контуру з навантаженою добротністю . Фазовий набіг або еквівалентна електрична довжина . Таким чином, каскадне з'єднання N узагальнених ланок можна розглядати як систему з резонансних контурів, з'єднаних через чвертьхвильові ділянки лінії або ідеальні інвертори. Еквівалентна схема ВДФ виявляється тотожна схемою смугасто-проникного фільтру-прототипу, що використовується для розрахунку більшості типів НВЧ фільтрів.

Еквівалентна схема багатоланкового ВДФ

Завдання синтезу ВДФ включає наступні етапи:

Вибір необхідного розподілу навантажених добротностей ланок для реалізації заданої АЧХ. Цей етап проводиться за допомогою таблиць параметрів фільтрів-прототипів [] Або [].
Вибір діелектричних матеріалів і геометрії позамежного хвилеводу.
Визначення внутрішніх параметрів узагальнених ланок , за відомими зовнішніми параметрами і .
Визначення довжин додаткових відрізків зв'язку при реалізації чебишовських АЧХ парного порядку.
Визначення конструктивних розмірів ВДФ відповідно до обраної схеми реалізації (мал.).

Розрахуємо ВДФ з наступними параметрами:

Визначимо довжину діелектричного шару , Однакову для всіх узагальнених ланок у вузькосмугових ВДФ:

мм

Де

2. Обчислюємо крайні частоти резонансних ланок з заданими навантажена добротність :

ГГц

3. Обчислимо допоміжні величини , , , і позамежного ділянки:

см

де -Швидкість світла;

де -Розмір широкої стінки хвилеводу;

4. Визначимо конструктивні розміри узагальнених ланок ВДФ:

а) довжину діелектричних шарів з :

мм

б) довжини позамежних ділянок:

мм

Після визначення всіх і визначаються конструктивні розміри ВДФ в цілому, згідно з рис. , При цьому відстань між діелектричними шарами і рівні .

Проведений наближений розрахунок прийнятний для розрахунку фільтрів з смугою пропускання менше 5%.

Способи збудження ВДФ та особливості синтезу вхідних ланок. Порушення ВДФ може бути здійснено різними способами: за допомогою стандартних прямокутних хвилеводів; хвилеводів, заповнених діелектриком з проникністю , Коаксіально-хвилеводними переходами, виконаними у вигляді петель і штирів збудження; штирями, пов'язаними з микрополосковом і копланарнимі лініями (рис). Різні варіанти порушення мають специфічні особливості і, мабуть, навряд чи можуть бути строго розраховані на основі єдиного підходу.

Наближені еквівалентні схеми, які відповідають різним варіантам збудження, в більшості випадків можуть бути зведені до загального поданням зчленування ВДФ та підвідної лінії у вигляді шунтової провідності (Мал.). Величина провідності знаходиться наближеними електродинамічними методами або експериментально.

Способи збудження ВДФ

а - прямокутним хвилеводом; б - заповненим прямокутним хвилеводом; в - сполучення з коаксіальним трактом за допомогою петлі; г - сполучення з коаксіальним трактом за допомогою штиря; д - сполучення з микрополосковой лінією; е - сполучення з копланарной лінією.

Розглянемо вплив реактивностей, включених на вході і виході узагальненого ланки, на його основні параметри. Позначимо матрицю передачі шунтової провідності . Тоді результуюча матриця з'єднання

де ; B-ненормована провідність; -Матриця передачі узагальненого резонансного ланки. Виконуючи операцію множення, отримаємо з:

Узагальнене ланку з шунтирующими проводимостями на вході і виході

; ;

;

Запишемо елемент хвильової матриці передачі для узагальненого ланки з шунтової провідністю на вході і виході:

;

; ; .

Частотні характеристики узагальненого ланки з індуктивними проводимостями на вході і виході, розраховані за, наведено на рис. . Збільшення величини провідності призводить до підвищення резонансної частоти і збільшення зовнішньої добротності ланки. Включення на вході і виході узагальненого ланки ємнісний реактивності, навпаки, призводить до зменшення зовнішньої добротності при збільшенні (Мал.). Вплив ємнісний реактивності має більш складний характер порівняно з індуктивним. При досягненні нормованої провідності значення характер її впливу різко змінюється і при навантажена добротність різко збільшується в міру зростання , Резонансна частота при цьому зменшується. Такий вплив ємнісний реактивності при більших величинах пояснюється її шунтувальним дією на вході і виході ланки. Очевидно, що необмежене збільшення в межі призведе до випадку ВДР, обмеженого металевими торцевими стінками. У подальшому розгляді випадок великих з ємнісним характером не представляє практичного інтересу, оскільки ємнісні гвинти використовуються лише для незначної підстроювання параметрів зв'язку та їх провідність . Зауважимо, що при великих значеннях гвинт вже володіє резонансними властивостями, що може призводити до виникнення неконтрольованих паразитних смуг пропускання в багатоланкових фільтрах. Глибина занурення гвинта не перевищує звичайно половини висоти хвилеводу [].

Отримаємо умова резонансу узагальненого ланки з урахуванням провідності на вході і виході в формі, зручній для синтезу, прирівнявши до нуля у формулі:

На рис. наведено залежності резонансних електричних довжин узагальнених ланок від індуктивного нормованої реактивності . Збільшення реактивності призводить до збільшення , Що забезпечує резонанс на заданій частоті. Межі зміни електричної довжини визначаються з рішення задачі про власних частотах для ВДР з металевими торцевими стінками і рівняння (), що визначає резонансні умови узагальненого ланки без шунтуючих провідностей. Максимально досяжне значення відповідає випадку короткого замикання узагальненого ланки і може бути визначено за формулою

де , - Поздовжні хвильові числа в діелектричному шарі і позамежному хвилеводі. Відповідно до () при відсутності перевідбиттів

Аналіз () і () показує, що діапазон зміни в значній мірі залежить від довжини позамежного хвилеводу і при видаленні точок підключення шунтуючих провідностей їх вплив на довжину резонансного шару зменшується і в межі, коли , Рівні електричної довжині діелектричного шару, що забезпечує резонанс на власній частоті ВДР.

Отримаємо вираз зовнішньої добротності узагальненого ланки з шунтової провідністю на вході, враховуючи, що у відсутності втрат .

;

Вважаючи, що і не залежить від частоти, опускаючи проміжні викладення, запишемо вираз для зовнішньої добротності узагальненого ланки з реактивністю на вході

;

Вхідна в () величина електричної довжини діелектричного шару визначається за умови :

Використання отриманих виразів для зовнішньої добротності () і резонансних умов () дозволяє скорегувати довжину позамежного ділянки та діелектричного шару вхідного і вихідного ланок фільтра з урахуванням впливу шунтової провідності елементів порушення ВДФ.

Довжина вхідного відрізка позамежного хвилеводу знаходиться так:

де -Рішення () для заданого значення шунтової провідності входу .

Довжина діелектричного шару визначається наступним чином:

де визначається за (), а - Електрична довжина шару в разі узгодженого включення ().

Методика синтезу вхідних ланок реалізована в програмі _______.

Розрахунок ВДФ. З збудником.

Розрахуємо ВДФ, що задовольняє вимогам розділу __.

Порушення фільтру здійснюється хвилеводних перетином .

Слід зазначити, що при розрахунку фільтрів з довільним числом ланок коригуються тільки розміри вхідного (вихідного) позамежного ділянки та довжини діелектричних вкладишів першого і останнього ланок.

Здійснюємо коригування довжини вхідного ланки з урахуванням реактивності входу:

а) розрахуємо провідність стику хвилеводів, нормовану до :

Де

см;

б) обчислимо зовнішню добротність ВДФ, користуючись таблицею:

де -

в) вирішуючи рівняння (), знаходимо для і геометричні розміри вхідного і вихідного ланок:

мм;

мм.

Хвилеводно-микрополосковой перехід

В останні роки все більш широке застосування знаходить техніка гібридно-інтегральних схем (г.і.с.) у сантиметровому діапазоні хвиль. Як для проведення вимірювань параметрів г.і.с. СВЧ, так і при з'єднанні їх у системах, актуальною стає задача створення коаксіально-або хвилеводно-мікрополоскових переходів з широкою смугою, низьким к.с.в.н. і малими змінами, що вносяться втратами.

Критерій якості смугасто-проникних фільтрів

Проектування сучасної радіоапаратури поряд з іншими проблемами незмінно пов'язане зі складністю мініатюризації елементів і вузлів, технологічності їх виконання та відповідності вимогам щодо електромагнітної сумісності. Багатоканальність радіоелектронних систем призводить до істотного збільшення кількості смугасто-проникних фільтрів (ППФ) діапазонів УВЧ, НВЧ, НВЧ, причому вимоги до їх вибірковості, мініатюризації, технологічності безперервно зростають. Зазначені вимоги часто взаємно суперечливі, що призводить до пошуку компромісних рішень.

Протягом тривалого часу порівняння різних фільтрів між собою проводилося за окремо взятими параметрами (або по селективності, або по втратах, або по смузі пропускання) без урахування деякої залежності між ними. Ця методика прийнятна і в даний час для великогабаритних фільтрів.

Положення істотно змінюється при пред'явленні до фільтрів вимоги мініатюризації. Справа в тому, що в мініатюрних фільтрах (на відміну від великогабаритних фільтрів) всі основні параметри функціонально пов'язані між собою: наприклад, збільшуючи селективність, ми помітно збільшуємо втрати; звужуючи смугу, ми знову збільшуємо втрати і т. д. Таким чином, порівняння мініатюрних фільтрів по окремо взятих параметрами буде некоректним: необхідно оцінювати систему основних параметрів в цілому. Саме тому