Радіоприймальний пристрій для прийому сигналів типу F3EH

МГТУ ГА

Пояснювальна записка

до курсової роботи

по темі:

"Радіоприймальні пристрій для прийому сигналів типу F 3 EH"

Студент ХХХ

Керівник проекту

Підпис

Мінськ 2000р.

Зміст.

Введення

1. Вибір та обгрунтування технічних вимог до пристрою

2. Вибір і розрахунок структурної схеми РПрУ

2.1 Визначення ширини смуги пропускання ВЧ тракту

2.2 Розбиття робочого діапазону на піддіапазони

2.3 Розрахунок параметрів АРУ

2.4 Вибір транзисторів і розрахунок їх параметрів

2.5 Вибір проміжної частоти

2.6 Визначення типу, параметрів та кількості виборчих систем налаштованих на частоту прийнятого сигналу

2.7 Визначення типу, параметрів та кількості виборчих систем налаштованих на проміжну частоту

2.8 Вибір числа і типів підсилюючих каскадів

2.9 Аналіз попереднього розрахунку

3. Електричний розрахунок

3.1 Розрахунок одноконтурною вхідний кола в режимі подовження

3.2 Розрахунок підсилювача радіочастоти

3.3 Розрахунок перетворювача частоти

3.4 Розрахунок тракту проміжної частоти

3.5 Розрахунок частотного детектора

3.6 Пасчет системи АРУ

3.7Расчет стереодекодера

3.8 Розрахунок системи частотної автопідстроювання частоти

3.9 Конструктивний розрахунок

Введення

Радіоприймальний пристрій складається з прийомної антени, радіоприймача і кінцевого пристрою призначеного для відтворення сигналів. Радіоприймачі можна класифікувати по ряду ознак, з яких основними є: тип схеми, вид прийнятих сигналів, призначення приймача, діапазон частот, вид активних елементів, які використовуються в приймача, тип конструкції приймача.

За типом схем розрізняють приймачі детекторні, прямого посилення (без регенерації і з регенерацією), схерхрегенератівние та супергетеродинні приймачі, що володіють істотними перевагами перед приймачами інших типів і широко застосовуються на всіх діапазонах приймачів.

Прийняті сигнали служать для передачі повідомлень або вимірювання положення і параметрів відносного руху об'єктів. Сигнали можуть передавати повідомлення від одного джерела чи кількох. Для передачі інформації використовується зміна одного з параметрів сигналу за законом зміни інформаційного сигналу. Використовуються: безперервні коливання із змінною (модульованої) амплітудою, частотою або фазою; коливання, стрибкоподібно змінюються (маніпулювати) по амплітуді, частоті, або різниці фаз; коливання із змінною амплітудою, частотою або фазою, які обумовлені видеоимпульса з амплітудною, широтной, тимчасової, або дельта-модуляцією, а також кодовими групами відеоімпульсів.

За призначенням розрізняють приймачі зв'язкові, радіомовні, телевізійні, радіорелейних і телеметричних ліній, радіолокаційні, радіонавігаційні та інші. Зв'язкові радіоприймачі найчастіше служать для прийому одноканальних безперервних сигналів з ​​АМ (з несучою і бічними смугами), ОЧП (односмуговою) і ЧС або дискретних сигналів з ​​амплітудною маніпуляцією, частотною або фазовою. Радіомовні приймачі (монофонічні) приймають одноканальні безперервні сигнали з АМ на довгих, середніх і коротких хвилях і з ЧС на ультракоротких хвилях. Приймачі чорно-білих телевізійних програм беруть безперервні сигнали з АМ і частковим пригніченням однієї бокової смуги частот і звукові сигнали з ЧС. Приймачі кольорових телевізійних програм беруть також сигнали, що створюють кольорове зображення. Приймачі кінцевих станцій радіорелейних і телеметричних ліній зазвичай призначені для прийому і розподілу каналів многоканальнальних сигналів з ​​частотним і тимчасовим ущільненням.

Приймачі проміжних станцій радіорелейних ліній (наземних і супутникових) відрізняються від приймачів кінцевих станцій тим, що в них не відбувається поділу багатоканальних сигналів.

Імпульсні радіолокаційні приймально-передавальні станції звичайно випромінюють зондувальні радіоімпульси з фіксованими періодами прямування, тривалістю імпульсів, амплітудою і частотою, що несе. Приймачі таких станцій служать для прийому частини енергії зондирующих сигналів, відбитої від цілей. Відбиті сигнали можуть бути імпульсними або безперервними, причому інформація про цілі може міститися у зміні в часі амплітуди (або відносини амплітуд) і частоти (або спектрі) сигналів.

Згідно з рекомендацією МККР (Міжнародного консультативного комітету по радіо) спектр радіозв'язку ділиться на діапазони. Найбільш широко поширені приймачі працюють в діапазоні 30кГц - 300ГГц (на хвилях 10км - 1мм).

В якості активних елементів каскадів приймачів, що працюють на частотах 30кГц - 300МГц, використовуються напівпровідникові прилади та електронні лампи. Перевага віддається напівпровідниковим приладам завдяки їх переваг (малі габаритні розміри і маса; низькі напруги і струми харчування; великий термін служби і механічна міцність). Стан вітчизняної напівпровідникової та радіоприймальної техніки дозволяє успішно подолати недоліки транзисторів (великий розкид і залежність параметрів від частоти, режиму і температури; низькі вхідні і вихідні опору; наявність внутрішнього зворотного зв'язку) і використовувати їх у всіх каскадах приймачів згаданого діапазону без погіршення роботи приймачів. Лампи застосовуються лише в деяких спеціальних приймачах і на більш високих частотах.

Приймачі конструктивно виконуються з окремих (навісних) активних і пасивних елементів з друкованим або об'ємним монтажем або з готових інтегральних мікросхем, що представляють собою каскади, вузли приймачів і навіть цілі приймачі.

Проектування радіоприймачів виконується згідно з технічним завданням. Зазвичай в технічному завданні вказуються: загальні вимоги, вимоги до електричних характеристиках (діапазон частот, що приймаються, чутливість, вибірковість, якість відтворення сигналів, що визначається частотними, нелінійними і фазовими спотвореннями, а також спотвореннями імпульсних сигналів; дані входів і виходів радіоприймача; параметри ручних і автоматичних регулювань; випромінювання напруги гетеродина в антену, яке характеризує електромагнітну сумісність і так далі), конструктивні, механічні, кліматичні, економічні, експлуатаційні вимоги (надійність). Наводиться також методика вимірювання електричних характеристик, кліматичних і механічних випробувань.

1. Вибір та обгрунтування технічних вимог до устройсва.

F - випромінювання з частотною модуляцією

3 - один канал аналогової інформації

Е - телефонія (включаючи звукове мовлення)

Н - звук радіомовного якості (стереофонічний або квадрофонічного).

Реальна чутливість - 25 мкв.

Вибірковість по сусідньому каналу - 90 дБ.

Вибірковість по дзеркальному каналу - 50 дБ.

Коефіцієнт регулювання АРУ - 60 дБ.

За даними коефіцієнта регулювання g виберемо параметри АРУ а й р, де

(ДБ) (1.1)

(ДБ) (1.2)

(ДБ) (1.3)

Виберемо а = 70дБ, тоді за формулою (3) р = 10дБ.

Частотна модуляція використовується як правило при передачі сигналу на УКХ. Виходячи з цього візьмемо для розрахунку діапазон УКВ з частотами [65.8 - 108] МГц.

ГОСТ накладає вимоги до стереосигналов, вони наведені в таблиці:

Таб. 1.

Примітка: Характеристики подано при девіації несучої + (-) 50кГц.

Такі параметри, як: мах модулирующая частота, смуга частот, займана радіосигналом в ефірі приймаємо з таб.1.

Виходячи з наведених даних отримуємо технічні вимоги до пристрою.

2. Вибір і розрахунок структурної схеми РПрУ.

Проектування приймача здійснюють за технічним завданням, в якому відображені його основні показники. Проте в технічному завданні відсутній ряд вимог, які стосуються окремого каскадам і ланцюгах приймача. Ці додаткові вимоги можна отримати на основі попереднього розрахунку, якому має передувати вибір транзисторів.

При виборі структурної схеми нашого приймача будемо грунтуватися на вимогах завдання по курсовому проектуванню і вимогам Держстандартів.

Структурні схеми приймачів розрізняються побудовою тракту радіочастоти, в якому може здійснюватися пряме посилення вхідних сигналів і посилення їх з перетворенням частоти.

У приймачах прямого посилення тракт радіочастоти містить вхідний ланцюг (ПЦ) і підсилювач надходить з антени радіосигналу - так званий підсилювач сигналу (УРС). У цьому випадку всі резонансні ланцюга налаштовані на частоту прийнятого сигналу, на якій і здійснюється підсилення. Вхідна ланцюг забезпечує попередню частотну селекцію до першого каскаду УРС, а сам УРС - основну частотну селекцію та додетекторное посилення сигналів. Резонансні контури ПЦ і УРЧ перебудовуються в межах потрібного діапазону робочих частот. Оскільки зазвичай необхідні висока вибірковість і посилення, може знадобитися декілька підсилювальних каскадів і резонансних контурів. Через конструктивну складність реалізації перебудови число контурів рідко перевищує 3 ... 4. При цьому посилення на радіочастоті може виявитися нестійким, а селективність недостатньою.

Для зменшення числа підсилювальних каскадів і спрощення конструкції в тракті радіочастоти приймачів прямого посилення використовуються регенеративні і суперрегенератівние підсилювачі. У приймачі з регенеративним підсилювачем за рахунок позитивного зворотного зв'язку в резонансний контур вноситься негативний опір, частково компенсує втрати в ньому, що збільшує коефіцієнт підсилення. Однак такі приймачі мають невисоку стійкість, бо працюють у режимі близькому до самозбудження. При цьому можливе проникнення генеруючих коливань в антену, а їх випромінювання веде до посилення перешкод іншим приймачем, що вкрай небажано з точки зору електромагнітної сумісності.

У суперрегенератівном приймачі позитивний зворотний зв'язок з УРС періодично змінюється з деякої допоміжної частотою, значно перевищує частоту модуляції сигналу. Суперрегенератівному приймача, як і регенеративній, властиві спотворення сигналів і інтенсивні паразитні випромінювання, що не відповідає вимогам електромагнітної сумісності. Їх перевагою є мала потужність джерела живлення при мінімальних розмірах і масі. Тому подібна структура використовується для портативних приймачів, що допускають великий рівень спотворень.

Найбільше поширення для переважної більшості радіосистем різного призначення отримала супергетеродина структура приймача з одно-чи багаторазовим перетворенням частоти (рис.2.1).

Частина приймача - преселектора, що включає ПЦ і УРС, подібний структурі приймача прямого посилення і забезпечує чутливість і попередню селекцію за частотою. З виходу преселектора напруга сигналів і перешкод надходить на перетворювач частоти (ПЧ), де відбувається зміна несучої частоти сигналу

Рис.2.1. Структурна схема приймача супергетеродинного типу

Для цього сигнал і коливання місцевого генератора - гетеродина (Г) одночасно впливають на змішувач (См), що представляє собою нелінійний або параметричний елемент.

У результаті на виході змішувача виникає коливання, що містять

складові з частотою сигналу і його гармонік, гетеродина і його гармонік і велике число комбінаційних складових з частотами (N, m = 0,1,2 ...- цілі числа). Одна з цих комбінаційних частот і використовується в якості нової несучої частоти вихідного сигналу, називається проміжною частотою:

(2.1)

Оскільки сигнал несе в собі корисну інформацію, в процесі перетворення частоти ця інформація повинна зберігатися, тобто ПЧ повинен бути лінійним. Таким чином, в процесі перетворення частоти відбувається перенос спектру сигналу в область проміжної частоти без порушення амплітудних і фазових співвідношень його складових. Частотно-виборчі блоки, розташовані за змішувачем, налаштовані на частоту і називаються підсилювачами сигналів проміжної частоти (УСПЧ). Проміжна частота завжди фіксована, не залежить від частоти прийнятого сигналу і вибирається набагато нижче частоти сигналу. Тому на частоті легко забезпечити необхідну стійке посилення. Так як УСПЧ не перебудовуються за частотою, то це дозволяє отримати в супергетеродинному приймачі високу частотну вибірковість при незмінній смузі пропускання, а також реалізувати оптимальну фільтрацію сигналу від перешкод, застосовуючи узгоджені фільтри на проміжній частоті. Таким чином, в супергетеродинному приймачі усуваються основні недоліки приймача прямого підсилення.

Найбільш часто, зважаючи на своїх достоїнств, застосовується супергетеродина схема.

Розроблюваний приймач працює у діапазоні УКХ, з частотною модуляцією.

2.1. Визначення ширини смуги пропускання ВЧ тракту.

Смуга пропускання високочастотного тракту без системи АПЧ визначається формулою:

, (2.2)

де - Ширина спектру сигналу, D f _сп = 190 кГц,

d _с, d _г - відносна нестабільність несучої частоти сигналу d _з = 0 і частоти гетеродина, d _г = 10 ^-3 (гетеродина за схемою з загальним емітером, без кварцовою стабілізації),

d _пр = 10 ^-3, відносна нестабільність власної частоти контурів тракту ПЧ приймача,

d _н = 10 ^-3, відносна похибка установки при безпошукове налаштуванні,

F _{д мах} = 0, мах доплерівський зсув частоти (вважаємо приймач не пересувається з великою швидкістю).

F _пр = 10.7 МГц, проміжна частота. Вона буде визначена і обрана нижче, також буде доведено, що досить одного перетворювача частоти для забезпечення вимог пов'язаних з вибірковістю по дзеркальному каналу.

Підставляючи наведені дані в (4) отримаємо,

П _f »400кГц

Для вирішення питання про необхідність застосування АПЧ вводимо коефіцієнт розширення смуги пропускання:

(2.3)

Так як , То доцільно застосування системи АПЧ. У цьому випадку необхідну смугу пропускання приймача знаходимо за наступною формулою:

(2.4)

де К _ПАП - коефіцієнт підстроювання системи ПАП, До _ПАП = 15,

2.2 розбивка робочого діапазону на піддіапазони

Вибір способу розбивки діапазону частот приймача на піддіапазони визначається наступними чинниками:

А) класом приймача, призначенням, умовами експулатаціі;

Б) діапазоном робочих частот і способом перебудови приймача піддіапазоні;

В) видом системи установки та індикації частоти настроювання.

З метою уніфікації апаратури приймемо зумовлені рішенням ГКРЧ від 27.06.95 Протоколу № 6 піддіапазони частот, що приймаються таб.1. На питання про практичну реалізованим К _Д = 1.22, за допомогою варикапів можна забезпечити К _Д порядку 1.2 - 1.6.

Таб.1

2.3 Розрахунок параметрів АРУ

Приймаються схему АРУ, в якій регулювання посилення проводиться шляхом зміни струму емітера.

Приймаються ступінь зміни коефіцієнта посилення одного регульованого каскаду Л = 10 разів.

Необхідну зміну коефіцієнта посилення приймача під дією АРУ нам задано Л _м = 60 дБ

Необхідна кількість регульованих каскадів

(2.5)

Кількість регульованих каскадів приймаємо рівним 3.

2.4 Вибір транзисторів і розрахунок їх параметрів

Вибір транзисторів для високочастотного тракту приймача необхідно виробляти з таких міркувань:

1. перевищення граничної частоти підсилення f _г у кілька разів (5 - 10) в порівнянні з максимальною робочою частотою транзистора в даній конструкції:

2. наявність параметрів забезпечують виконання заданих вимог;

3. мінімальна вартість.

Як підсилювального елемента придатний транзистор КТ399, його параметри наведені в таб.2.

Таб.2.

Вибираємо режим роботи транзистора, при якому I _k = 3.5мА, при даному значенні оптимальний коефіцієнт шуму.

Диференціальний опір бази

(2.6)

Вхідний опір БТ за схемою з ПРО

(2.7)

Визначаємо активні і реактивні складові Y параметрів на частоті f _max = 108 МГц.

Для цього попередньо знаходимо допоміжні коефіцієнти

(2.8)

(2.9)

(2.10)

Вихідна повна провідність в режимі повного сигналу (у схемі з ПРО)

(2.11)

Активна складова вихідний повної провідності Y ₂₂

(2.12)

Повна провідність прямої передачі

(2.13)

де j _к = 0.26 мв - температурний потенціал.

Оскільки транзистор працює з великим запасом по частоті, то за коефіцієнт посилення на робочій частоті можна прийняти , Доведемо це

(2.14)

Вихідна ємність

(2.15)

Повна провідність зворотної передачі

(2.16)

Ємність зворотного зв'язку

(2.17)

Оскільки транзистор працює з великим запасом по частоті, то вхідну ємність визначимо за формулою

(2.18)

Розрахунок параметрів на ПЧ виробляємо за формулами 2.8 - 2.18, результати розрахунку наведені нижче.

У параметри транзистора в режимі перетворення

(2.19)

(2.21)

(2.22)

2.5 Вибір проміжної частоти

Величина проміжної частоти (ПЧ) вибирається з таких міркувань:

1. ПЧ не повинна перебувати в діапазоні частот приймача або близько від кордонів цього діапазону;

1. ПЧ не повинна збігатися із частотою якого або потужного передавача;

2. Для одержання гарної фільтрації ПЧ на виході детектора повинно виконуватися така умова:

(2.23)

4. Зі збільшенням f _пр:

• збільшується вибірковість по дзеркальному каналу (ЗК);

• зменшується вибірковість по сусідньому каналу (СК);

• зменшуються вхідний і вихідний опір електронних приладів, що призводить до шунтування контурів, а також знижується крутість характеристики транзисторів;

• погіршується стійкість УПЧ;

• зменшується шкідливий вплив шумів гетеродина на чутливість приймача;

• полегшується поділ трактів ПЧ і НЧ;

• збільшується надійність роботи АПЧ і так далі.

Зі зменшенням f _пч властивості описані в п. 4, стають діаметрально протилежними.

Застосування дворазового перетворення частоти дозволяє використовувати переваги високою і низькою ПЧ, однак при цьому відбувається значне ускладнення схеми.

Виходячи з вище сказаного, вибираємо схему з однократним перетворенням частоти, причому ПЧ нижче мінімальної частоти прийнятого сигналу - нижнє перетворення.

МСЕ - Р рекомендуються кілька значень f _пр, нам підходить одна з них f _пр = 10.7МГц, доведемо це.

Найгірша вибірковість по дзеркальному каналу буде на верхній частоті діапазону тому зробимо доказ тільки для неї.

Реалізація схеми з одним перетворенням частоти можлива при виконанні умови

(2.24)

Воно виконується 526.829 <3229

Вибираємо f _пч з наступного умови:

(2.25) де

(2.26)

(2.27)

Виходячи з отриманого і отримуємо f _пч = 10.7 (МГц)

2.6 Визначення типу, параметрів та кількості виборчих систем налаштованих на частоту прийнятого сигналу

У приймачах супергетеродинного типу ТРЧ забезпечує:

- Вибірковість по ЗК;

• вибірковість по ПЧ;

• ослаблення перешкод станцій здатних викликати появу в перетворювачі перехресної модуляції

Визначаємо максимально допустиму добротність контурів, що забезпечує заданий ослаблення на краях смуги пропускання

(2.28)

де f ^_'min - мінімальна частота піддіапазону, кГц;

П - ширина смуги пропускання, кГц;

n _c - число одиночних виборчих систем налаштованих на частоту прийнятого сигналу, візьмемо n _c = 2;

s _П - ослаблення на краях смуги пропускання, s _П = 2 (6дБ).

Необхідна добротність Q _і забезпечує задану вибірковість по дзеркальному каналу при застосуванні індуктивного зв'язку з антеною

(2.29)

де f _змах = f ^_'max -2 f _пр - максимальна частота дзеркального каналу;

f ^_'max - максимальна частота піддіапазону, кГц;

f _пр - проміжна частота, кГц;

s _з - вибірковість по дзеркальному каналу, s _з = 316.22;

Можлива еквівалентна конструктивна добротність контуру (з урахуванням шунтування контуру транзистором y = 0.8)

(2.30)

де Q _k - конструктивна добротність контуру, Q _k = 150.

Перевіряємо виконання умови:

З отриманих раніше значень видно, що воно виконується, в цьому випадку приймемо еквівалентну добротність контуру трохи більше Q _u. Приймаються число контурів n _c = 2 (одноконтурна вхідні ланцюг і резонансний УРЧ), і еквівалентне якість контуру Q _емах = 65 (на максимальній частоті піддіапазону), при цьому забезпечується необхідну ослаблення на краях смуги пропускання і вибірковість по ЗК лутше заданої.

Знаходимо еквівалентну добротність контуру на нижній частоті піддіапазону.

(2.31)

Так як Q _{е. min} = 83.48 <Q _П = 338 розрахунок зроблений вірно і остаточно приймаємо: n _c = 2; Q _{е. max} = 65; Q _{е. min} = 83.48.

Для крайніх точок піддіапазону f ^{_'min, f'} _max визначаємо:

1. допоміжні коефіцієнти:

(2.32)

де Δ f _с - растройка, отр якої задана вибірковість по сусідньому каналу, Δ f _с = 300кГц.

(2.33)

(2.34)

(2.35)

б) дзеркальні частоти

(2.36)

(2.37)

в) вибірковість по сусідньому каналу на максимальній частоті

(2.38)

на мінімальній частоті

(2.39)

г) ослаблення на краях смуги

(2.40)

(2.41)

д) вибірковість по дзеркальному каналу

(2.42)

(2.43)

Так як σ _{з min} = 69.72> σ _{з max} = 56.62> σ _з = 50 дБ, вихідні дані виконані.

е) вибірковість по проміжній частоті

(2.44)

2.7 визначення типу і кількості виборчих систем налаштованих на проміжну частоту

Вибірковість по сусідніх каналах в основному реалізується в тракті проміжної частоти, за допомогою складних виборчих систем. В якості виборчих систем в ТПЧ будемо застосовувати п'єзокерамічні фільтри (ПКФ) типу ФП1П-049Б (смуга пропускання за рівнем 6дБ - (200-280) кГц), що володіють у порівнянні з ФСС наступними перевагами:

• мала критичність до зміни навантажувальних опорів дозволяє підключати їх до бази транзисторів безпосередньо;

• сталість ЧХ;

• невеликі розміри, вага;

• технологічність виготовлення.

Визначимо ослаблення на краях смуги пропускання σ _пу і вибірковість по сусідньому каналу σ _Cу, які повинен забезпечити ТПЧ:

(2.45)

(2.46)

де σ _п і σ _с - ослаблення і вибірковість, визначена для ВЧ тракту приймача;

σ _{п max,} σ _cmin - ослаблення на краях смуги пропускання і вибірковість по сусідньому каналу ТПЧ в найгірших точках усіх піддіапазонів приймача.

Оскільки фільтр ФП1П-049Б забезпечує вибірковість 26дБ, то для отримання необхідної селекції СК будемо використовувати 3 таких фільтра. Загальна вибірковість 72 дБ. Відсутні 16 дБ здатні дати широкосмугові коливальні контуру согласующие перетворювач частоти і ВКФ, УПЧ і ПКФ.

Визначаємо вимоги щодо вибірковості σ _сш і ослаблення на краях смуги пропускання σ _пш для широкосмугового контуру

(2.47)

(2.48)

де σ _фп = 4дБ - ослаблення на краях смуги пропускання ВКФ;

σ _фс = 72дБ - вибірковість по сусідньому каналу забезпечувана ПКФ.

Допустима добротність контурів забезпечує заданий ослаблення на краях смуги пропускання

(2.49)

Необхідна добротність

(2.50)

Можливу еквівалентну добротність визначимо за формулою (2.30), прийнявши Q _k = 75, Ψ = 0.17

Еквівалентну добротність контуру приймаємо рівної Q _{екв max} = 50 (щоб виконувалася умова ).

Знаходимо допоміжні коефіцієнти

(2.52)

(2.53)

Вибірковість по сусідньому каналу

(2.54)

Ослаблення на краях смуги пропускання

(2.55)

Ослаблення на краях смуги пропускання ВЧ тракту приймача

(2.56)

Вибірковість по сусідньому каналу

(2.57)

2.8 Вибір числа і типів підсилюючих каскадів

Визначимо вимоги до коефіцієнта шуму першого підсилювального каскаду преселектора, іншими людьми ми нехтуємо увазі малого чиниться ними впливу.

(2.58)

де - Вхідний відношення сигнал перешкода, його треба мати таким для забезпечення роботи частотного детектора в надпороговое режимі та отримання виграшу;

Е - реальна чутливість задана в одиницях напруженості ВТЗ;

К = 1.38 · 10 ^-23 Дж / ​​град - постійна Больцмана;

П _ш »1.1 · П = 225.5кГц - шумова смуга лінійного тракту;

Т ₀ = 293 К - стандартна температура приймача;

R _A »50 Om;

E _П = 1мкВ / м - середній рівень перешкод вдень;

З довідника за графіками для КТ399 знаходимо До _ш@0.1 (дБ) = 1.012.

Необхідну посилення лінійного тракту знаходимо як

(2.59)

де U _УПЧ = 0.1 В, напруга на виході останнього каскаду УПЧ;

Е _а = 25мкВ / м - задана по ТЗ чутливість;

h _д - діюча висота антени, знаходиться за формулою для несиметричного вібратора

(2.60)

де l = 4.68 м - довжина хвилі сигналу;

l = 1 м - довжина телескопічної антени.

Оскільки коефіцієнт посилення каскаду, з точки зору стійкої роботи, не може бути більше сталого коефіцієнта посилення, то коефіцієнт посилення каскаду приймемо рівним сталого коефіцієнту підсилення на максимальній робочій частоті.

При використанні транзистора КТ399, він нам підходить по коефіцієнту шуму, в УРЧ його коефіцієнт посилення становитиме

(2.61)

де S - крутизна ВАХ, мА / В;

f ^_'max - максимальна робоча частота, МГц;

З _к - ємність переходу колектор-база, пФ.

Коефіцієнт посилення ПЧ розраховуємо по (2.61).

Для каскаду УПЧ коефіцієнт посилення також розраховуємо по (2.61).

Загальне посилення до детектора

(2.62)

де К _ВЦ = 0.5 - коефіцієнт передачі вхідного ланцюга;

n _УРЧ = 1, n _УПЧ = 3 - кількість каскадів в УРЧ і УПЧ відповідно, для початку поставимо собі наведеними цифрами.

Оскільки К _{0 min} <K _заг, то розрахунок зроблено правильно, і приймається схема з одним УРЧ і трьома УПЧ.

Коефіцієнт посилення обраний з запасом з наступних причин:

1. Зменшення коефіцієнта посилення в результаті старіння елементів;

2. У попередньому розрахунку не враховувалися загасання вносяться виборчими системами, що стоять в тракті ПЧ;

3. Зменшення напруги джерела живлення харчування в результаті експлуатації;

4. Необхідність врахувати расстройку контурів.

2.9 Аналіз попереднього розрахунку

На підставі попереднього розрахунку складаємо структурну схему рис.2.2. Результати розрахунку зведені в таб.3, там же наведені параметри які повинен забезпечити приймач.

Таб3.

Ріс2.2.

3. Електричний розрахунок.

3.1 Розрахунок одноконтурною вхідний кола в режимі подовження

Принципова схема приведена на ріс3.1.

Ріс3.1.

Особливістю даної схеми є зустрічно-послідовне включення варикапів 2В105А і застосування як комутуючого елемента p - i - n діода типу 2А510.

Параметри варикапа наведені в таблиці 3.1.

Таб.3.1

За рахунок зустрічно-послідовного включення середня ємність варикапів змінюється значно менше, ніж при використанні одного варикапа, до того ж забезпечується компенсація парних гармонік.

За допомогою p - i - n діода відбувається підключення конденсатора С _2, який забезпечує перемикання діапазону частот.

Схема працює в режимі подовження, це забезпечується шляхом підключення паралельно L _св "подовжуючої ємності", в нашому випадку це паразитна ємність антени. При цьому забезпечується більш рівномірний коефіцієнт передачі по діапазону.

Знаходимо мінімальну ємність контуру

(3.1)

де С _min - мінімальна ємність варикапа;

З _m = 8 пФ - ємність монтажу;

C ₁ = 2 пФ - межвітковой ємність котушки;

C _вхсл = 11.8 пФ - вхідна ємність наступного каскаду;

м = 0.5 - коефіцієнт включення перший підсилювального каскаду в контур.

При послідовному включенні варикапів загальну ємність знаходимо як

(3.2)

(3.3)

Знайдемо для перевірки виконання умов попереднього розрахунку коефіцієнт перекриття діапазону

(3.4)

За формулою 3.1 отримаємо

Індуктивність контуру

(3.5)

де f _{0 max} = 108 МГц - максимальна частота сигналу;

Частота антенного контуру

(3.6)

де К _удл = 0.5 - коефіцієнт подовження;

f _{0 min} = 65.8 МГц - мінімальна частота сигналу.

Індуктивність котушки зв'язку

(3.7)

де С _а = 28пФ - ємність антени.

Далі розрахунок будемо вести для шести частот (65.8, 69.4, 72.5, 89, 98, 108), результати зведемо в таблицю 3.2.

Знаходимо ємність контуру необхідну для налаштування на наведені частоти.

(3.8)

Величину ємності С ₂ знайдемо як (472.7-213) пФ = 259.7пФ.

Конденсатора такої ємності немає, для отримання необхідної ємності з'єднуємо паралельно конденсатори 240 і 20пФ.

Трансформуючий множник

(3.9)

Опір втрат котушки зв'язку

(3.10)

де Q _{L 1} = 30 - добротність котушки зв'язку.

Опір втрат антеною ланцюга

(3.11)

де R _а = 73 Ом - опір антени.

Хвильовий опір контуру

(3.12)

Опір втрат контуру

(3.13)

де Q _кк = 150 - конструктивна добротність контуру

Показник зв'язку антени з контуром

(3.14)

Коефіцієнт розширення смуги пропускання

(3.15)

Еквівалентна добротність контуру

(3.16)

Коефіцієнт передачі вхідного ланцюга

(3.17)

Вибірковість по дзеркальному каналу

(3.18)

де - Абсолютна растройка;

- Частота дзеркального каналу.

Вибірковість по каналу прямого проходження

(3.19)

Необхідну вибірковість по дзеркальному каналу забезпечить УРЧ.

Таб 3.2

3.2 Розрахунок підсилювача радіочастоти

принципова схема наведена на ріс3.2.

Ріс3.2. Принципова схема УРЧ

Комбінована зв'язок дозволяє вирівняти коефіцієнт передачі в межах піддіапазону.

У контурі УРЧ так само застосовуємо зустрічно-послідовне з'єднання варикапів. Як і в попередньому випадку З _vmin = 200пф, З _vmax = 300пФ.

Знаходимо мінімальну ємність контуру

(3.20)

де м1, м2 - коефіцієнти включення попереднього і подальшого каскадів в контур відповідно м1 = м2 = 0.23;

З _посл = 11пФ - вхідна ємність перетворювача частоти;

З _перед = 2.79пФ - вихідна ємність УРЧ;

З ₆ = 5.1пФ - додаткова ємність, що служить для вирівнювання величин котушок індукцівності контурів ПЦ і УРЧ;

З _м = 8пФ - ємність монтажу.

Індуктивність контуру

(3.21)

Знаходимо власну частоту колекторному ланцюзі

(3.22)

де n = 2 - коефіцієнт подовження.

Визначаємо індуктивність котушки зв'язку

(3.23)

Значення З ₃ вибираємо так, щоб індуктивності L _1, одного порядку з L _2, З ₃ = 1НФ.

Знайдемо ємність контуру необхідну для налаштування УРЧ на частоти наведені в таб 3.2. Так само як і в попередньому пункті, результати розрахунків зведемо в таб 3.3

(3.24)

Величину ємності З ₈ знайдемо як 476.7-214.8 = 261.9 пФ.

Оскільки конденсатора такої величини немає, то для отримання необхідної ємності з'єднуємо паралельно конденсатори 240 і 20 пФ.

Параметр зв'язку р ₀ вибираємо з наступних умов:

1. Забезпечення сталої роботи каскаду;

2. Збільшення загасання коливального контуру не більше ніж на 25%;

3. Зміщення настройки контуру не більше ніж на половину смуги пропускання;

4. Забезпечення необхідного коефіцієнта підсилення.

Відповідно до першого умові параметр зв'язку:

(3.25)

де G _посл = 0.96мСм - вхідна провідність перетворювача частоти;

C _пр = 1.7пФ - прохідна ємність транзистора;

Відповідно до другого умові

(3.26)

де G _ке = 43.7мСм - внутрішня провідність транзистора;

Оскільки коефіцієнти включення малі, а необхідна зміна ємності контуру, потрібне для перебудови за частотою, значно більше за можливе значення вхідних і вихідних ємностей транзисторів, то третя умова можна опустити.

Згідно з четвертим умові

(3.27)

де G _перед = 57.6мкСм - вихідна провідність УРЧ;

до ₀ = 5.38 - необхідний від УРЧ коефіцієнт підсилення.

З усіх отриманих значень вибираємо найменше, р ₀ = 0.216.

Знаходимо провідність навантаження

(3.28)

Розраховуємо коефіцієнт взаємоіндукції М і ємність зв'язку С _5, забезпечують сталості коефіцієнта підсилення на крайніх частотах піддіапазону.

Допоміжні коефіцієнти

(3.29)

де G _{н max,} G _{н min} - провідність навантаження в кінці і на початку піддіапазону відповідно.

(3.30)

(3.31)

де f - значення частоти, при якій визначено значення параметра р.

(3.32)

Приймаються З ₅ = 300пФ.

Знаходимо коефіцієнт зв'язку

(3.33)

Коефіцієнт посилення по напрузі

(3.34)

Стійкий коефіцієнт підсилення транзистора по схемі з ОЕ

(3.35)

У будь-якій точці піддіапазону, для запобігання самозбудження, коефіцієнт стійкого посилення повинен бути більше коефіцієнта посилення, забезпечуваного КК, перевіримо виконання цієї умови на верхній частоті діапазону

Умова виконується отже підсилювач буде працювати стійко.

Знаходимо еквівалентну добротність контуру

(3.36)

Розраховуємо вибірковість підсилювача.

Для одноконтурного підсилювача величину вибірковості можна визначити за наступною формулою

(3.36)

де f ₀ - частота сигналу;

f - частота перешкоди, для дзеркального каналу f = f ₀ -2 · f _пр, для каналу прямого проходження f = f _пр.

Визначимо вибірковість по побічних каналах, забезпечуваний ПЦ і УРЧ.

(3.37)

Оскільки розрахована вибірковість більше ніж задана ТЗ, то розрахунок зроблено правильно.

Таб 3.3

Визначаємо елементи схеми живлення і ланцюгів фільтрації.

Опір термокомпенсации R ₃

(3.38)

де R ₄ = 910 (Ом) - опір фільтра (цим значенням ми задаємося);

U _к = 8В - напруга U _ке в обраній робочій точці.

Приймаються R ₃ = 240 (Ом).

Знаходимо величину опору резистора R ₁

(3.39)

де V = 3 - коефіцієнт нестабільності схеми;

Приймаються R ₁ = 2.7кОм

Знаходимо величину опору резистора R ₂

(3.40)

Приймаються R ₂ = 620 (Ом)

Ємність в ланцюзі емітера З ₂ дорівнює

(3.41)

Приймаються З ₂ = 820пФ.

Визначаємо вхідний опір УРЧ

(3.42)

Розділову ємність З ₁ знайдемо як

(3.43)

Приймаються З ₁ = 62пФ.

3.3 Розрахунок перетворювача частоти

Вибираємо схему з окремим гетеродином і загальним емітером, який приймає сигнал будемо подавати на базу, а коливання гетеродина в емітер.

Цим досягається забезпечення меншою взаємного зв'язку між ланцюгами гетеродина і сигналу, а також забезпечується більш висока стабільність частоти. Зв'язок гетеродина і змішувача - трансформаторна. Навантаженням перетворювача є ПКФ. Узгодження транзистора змішувача з ВКФ здійснюється через широкосмуговий контур З _2, L _1. Дросель L ₅ створює протікання струму через p - i - n діод VD 3. Принципова схема приведена на ріс3.3.

Рис 3.3

Визначаємо коефіцієнт шунтування контуру вихідним опором транзистора і вхідним опором фільтру, допустимий з умови забезпечення необхідного коефіцієнта підсилення:

(3.44)

де до _т = 3.2 - потрібне посилення;

S _пр = 55мА / В - крутість ВАХ транзистора VT 1;

R _вихпр = 30.8кОм - вихідний опір VT 1;

s _вн = 3.16 разів - загасання внесене фільтром.

Визначаємо конструктивне і еквівалентне загасання широкосмугового контуру

(3.45)

де Q _е = 28 - добротність широкосмугового контуру, Q _еш = 28

(3.46)

Визначаємо характеристичний опір контуру, приймаючи коефіцієнт включення в ланцюзі колектора m ₁ = ₁

(3.47)

Визначаємо коефіцієнт включення в контур з боку фільтра

(3.48)

де R _вхф = 330 Ом - вхідний опір ПКФ.

Еквівалентна ємність схеми

(3.49)

Ємність контуру

(3.50)

де С _вихпр = 2.79пФ - вихідна ємність транзистора перетворювача частоти.

Приймаються З ₂ = 220пФ.

Визначаємо дійсну еквівалентну ємність схеми

(3.51)

Індуктивність контуру

(3.52)

Дійсне характеристичний опір

(3.53)

Резонансний коефіцієнт підсилення перетворювача

(3.54)

Індуктивність котушки зв'язку з фільтром, прийнявши До _св = 0.4

(3.55)

Розраховуємо елементи, що визначають режим роботи транзистора і фільтрів у мережі живлення.

Покладемо робоча точка перетворювача та ж, що і в УРС, розрахунок проводимо за формулами 3.38 - 3.40, 3.42, 3.43.

R ₁ = 2.7 (кОм)

R ₂ = 620 (Ом)

R ₃ = 240 (Ом)

R ₇ = 910 (Ом)

Визначаємо вхідний опір УРЧ

(3.56)

Розділову ємність З ₁ знайдемо як

(3.57)

Приймаються З ₁ = 56пФ.

Розрахунок гетеродинною частини.

Частоту гетеродина приймаємо нижче частоти сигналу. Покольку діапазон вузький, а смуга приймача досить велика, то будемо проводити пару тільки в одній точці, на середній частоті піддіапазону.

(3.58)

У зв'язку з тим що контур гетеродина буде працювати у двох піддіапазонах, то надалі будемо проводити розрахунок для двох піддіапазонів окремо.

Еквівалентна ємність варикапа на середній частоті

(3.59)

(3.60)

де С _min, C _max - мінімальна, максимальна ємності варикапів;

C _l = 2пФ - ємність котушки індуктивності;

C _m = 8пФ - ємність монтажу;

M ₃ = 0.2 - коефіцієнт включення транзистора VT 2 в контур гетеродина;

C ₁₀ = 315.5 пФ - ємність, яка служить для перемикання контуру на інший піддіапазон.

Індуктивність контуру гетеродина

(3.61)

де f _ГСР = f _ср - f _пч - середня частота гетеродина

f _сгр1 = 58.7 (МГц)

f _сгр1 = 83.3 (МГц)

Величина опору стабілізуючого емітерний струм, беручи U _memin = 60мВ і I _енач = 1мА

(3.62)

Приймаються R ₆ = 680 Ом.

Повний опір контуру гетеродина при резонансі на максимальній частоті

(3.63)

Приймаються коефіцієнт зворотного зв'язку до _св = 0.4, уточнюємо коефіцієнт зв'язку м ₃

(3.64)

Визначаємо величини ємностей контуру на максимальній частоті піддіапазону.

а) Допоміжні ємності

З _1в = 10 (пФ)

(3.65)

(3.66)

(3.67)

б) дійсні ємності контуру

(3.68)

Приймаються З ₇ = 1.8нФ.

(3.67)

Приймаються З ₃ = 4.3нФ.

(3.68)

Приймаються З ₄ = 10пФ.

Поставивши собі за коефіцієнтами зв'язку між котушками L ₃ і L _4, m ₃₄ = 0.1 і k _тк = 0.3, отримаємо

(3.67)

Визначаємо номінали резисторів

(3.68)

Приймаються R ₄ = 10кОм.

(3.69)

Приймаються R ₅ = 1.1кОм.

(3.70)

Приймаються З ₉ = З ₁₁ = 430пФ.

Величини конденсаторів З _6, З _8, що стоять для запобігання зсуву робочої точки варикапів, вибираємо з умови мінімального опору змінному струму на самій низькій частоті.

З ₆ = З ₈ = 0.1мкФ.

3.4 Розрахунок тракту проміжної частоти

Принципова схема підсилювача проміжної частоти представлена ​​на ріс3.4. У тракті проміжної частоти будуть використані три повністю аналогічних каскаду.

Ріс3.4

Знаходимо величини елементів зв'язку.

(3.71)

де до ₂ = 0.8 - коефіцієнт зв'язку

W _б = 330 Ом - вихідний опір ПКФ.

(3.72)

Розрахунок елементів З _2, L _3, L ₄ можна зробити за формулами 3.44 - 3.45.

Результати розрахунку зведені в таблицю 3.4.

Опір термокомпенсации R ₃

(3.73)

U _к = 8В - напруга U _ке в обраній робочій точці.

Приймаються R ₃ = 1 (кОм).

Знаходимо величину опору резистора R ₁

(3.74)

де V = 3 - коефіцієнт нестабільності схеми;

Приймаються R ₁ = 5.7кОм

Знаходимо величину опору резистора R ₂

(3.75)

Приймаються R ₂ = 3 (кОм)

Ємність в ланцюзі емітера З ₃ дорівнює

(3.76)

Приймаються З ₃ = 620пФ.

Ємність З ₁ = 0.1 мкФ з міркувань мінімального опору на робочій частоті.

3.5 Розрахунок частотного детектора

Особливістю детектора відносин (дробового детектора), наведеного на рис 3.5, є його здатність до придушення паразитної амплітудної модуляції, що дозволяє використовувати цей тип детектора без попереднього обмеження амплітуди вхідного сигналу. До того ж дробовий детектор більш чутливий і вимагає на вході напруги порядку 0.05 - 0.1 В. Завдяки цим властивостям детектор відносин знайшов широке застосування в техніці радіоприймальних пристроїв.

Рис 3.5

Визначаємо індуктивність котушки L _3, за умови, що L ₁ = 0.849мкГн.

(3.77)

Знаходимо конструктивні коефіцієнти зв'язку між індуктивностями L ₁ і L _2, а також L ₃ і L _1.

(3.78)

де Q _е - еквівалентна добротність контурів.

(3.79)

де Q ₃ = 50 - добротність котушки L _3.

Обчислюємо власне резонансне опір первинного контуру.

(3.80)

де f ₀ - проміжна частота, f ₀ = 10.7МГц;

Q _k = 150 - добротність контуру L _1, C _1.

Розраховуємо коефіцієнт включення первинного контуру в колекторний ланцюг транзистора VT 1

(3.81)

де R _22, R ₁₁ - відповідно вихідну і вхідний опір транзистора, R ₂₂ = 17.3кОм, R ₁₁ = 728Ом.

Знаходимо ємності конденсаторів контурів

(3.82)

Приймаються З ₃ = 240пФ.

(3.83)

де С _d = 0.5пФ - ємність діода.

Приймаються З ₆ = 240пФ.

Визначаємо величини ємностей навантаження діодів

(3.84)

де F _в = 47кГц - верхня частота низькочастотного сигналу;

R ₆ = R ₇ = 6.2кОм.

Приймаються З ₈ = З ₉ = З ₅ = 6.2нФ.

Знаходимо ємність електролітичного конденсатора З ₁₀

(3.85)

Приймаються З ₁₀ = 33мкФ.

Обчислюємо ємність конденсатора З ₇ низькочастотного фільтра предискаженій

(3.86)

де t _п = 75мкс - постійна ланцюга предискаженій;

R _вхсд = 485 Ом - вхідний опір стереодетектора;

C _вхсд @ 0 - вхідна ємність стереодетектора;

Приймаються З ₇ = 370 нФ.

Максимальна зміна постійної часу ланцюга корекції предискаженій при русі потенціометра R ₈ визначаємо наступним чином

(3.87)

де R _вхсд = 970 / 2 = 485 Ом, С _вхсд @ 0

Розраховуємо величину U _д0

(3.88)

де U ₁ - напруга на контурі L _2, C _6, U ₁ = 0.1В

Визначаємо кут відсічення струмів в режимі відсутності частотно модульованого сигналу

(3.89)

де S _д = 13мА / В - крутість ВАХ діода.

Визначаємо величину напруги на конденсаторі З ₁₀

(3.90)

Знаходимо величину параметра А

(3.91)

де - Максимальна девіація частоти.

Обчислюємо максимальне значення U _{д1 max}

(3.92) Визначаємо q _{1 min}

(3.93)

де R ₅ = R ₈ = 10 кОм;

x _q@1.6 - поправочний множник, згідно з графіком ріс.6.4 [4], при R _н = 0.5 кОм.

Знаходимо вихідна напруга при максимальному відхиленні f від f _пч

(3.94)

Розраховуємо напруга на вході транзистора VT 1

(3.95)

Знаходимо коефіцієнт передачі всієї схеми від входу транзистора VT 1 до входу СД

(3.96)

Величину ємності З ₁ знайдемо за формулами 3.42, 3.43, де G _посл = 1 / R _вхсд = Ом;

Приймаються З ₁ = 470 пФ.

3.6 Розрахунок системи АРУ

На рис 3.6 наведена принципова схема АРУ.

Ріс3.6

Необхідні межі регулювання системи АРУ, наведеної на ріс3.6

(3.97)

Задаємося максимальною величиною струму колектора регульованих каскадів

і величиною

Коефіцієнт посилення регульованих каскадів

(3.98)

при q = 1 (0дБ) - До _{рег max} = 73.71 (дБ);

при q = 0.1 (-20дБ) - До _{рег min} = 13.71 (дБ);

Межі регулювання

(3.99)

Приймаючи R ₃ = 16 кОм визначаємо коефіцієнт управління.

(3.100)

В якості детектора системи АРУ будемо використовувати транзисторний амплітудний детектор, розрахунок якого наведено нижче.

Визначаємо крутизну детектування

(3.101)

Вибираємо опір навантаження детектора

(3.102)

Оскільки вхідний опір операційного підсилювача досить велика величина (100кОм), то згідно з формулою 3.102, R _к повинен мати опір порядку 500 кОм, при цьому коефіцієнт передачі буде мати величезну величину. Тому для запобігання самозбудження амплітудного детектора, шунтуючи вихід АТ опором R ₇ = R _вхн = 300 Ом.

(3.103)

Коефіцієнт передачі детектора

Вхідний опір амплітудного детектора

(3.104)

де а = 4, b = 0.25 - допоміжні коефіцієнти.

Визначаємо опір подільника R ₅ задавшись R ₄ = 1кОм і U _б0 = 0.4 У

(3.105)

Приймаються R ₅ рівним 30 кОм.

Ємність З ₃ знайдемо за формулами 3.56, 3.57.

Приймаються З ₃ = 0.2 мкФ.

Потрібний коефіцієнт посилення ЗУ

(3.106)

Так як до _вус> 1, то будемо застосовувати посилену АРУ. Як ППС приймемо ЗУ типу К104УД1.

Для забезпечення часу уповільнення роботи АРУ вибираємо конденсатор

(3.107)

де t _а = 0.1 сек - постійна часу ланцюга АРУ.

Вибираємо З ₂ = 6.2 мкФ.

Опору R _1, R ₂ вибираємо з умови забезпечення потрібного коефіцієнта посилення ОУ. Задамося величиною опору R ₂ = 1 кОм, а R ₁ знайдемо з наступного співвідношення

(3.108)

Оскільки такого номіналу немає, то сполучаємо послідовно резистори номіналів 620 Ом, 10 Ом.

Дроселі і ємність З ₁ призначені для запобігання можливих зворотних зв'язків між каскадами, тому, не виробляючи розрахунку приймаємо Др1 = Др2 ​​= Др3 = 0.1Гн, З ₁ = 0.1мкФ.

3.7 Розрахунок стереодекодера

Зважаючи на специфічного виду стерео (позитивна обвідна повторює правий канал, негативна лівий) його можна декодувати за допомогою двох амплітудних детекторів, один з яких декодує позитивні напівперіоди стерео, а другий негативні. Зробимо розрахунок діодного одного амплітудного детектора, розрахунок другого буде повністю аналогічним, єдина їхня відмінність полягає у включенні діодів у схемі. Принципова схема стереодекодера наведена на рис 3.7

Ріс3.7

Вибираємо тип діода так, щоб його гранична частота набагато перевищувала частоту Детектируемая сигналу і зворотне опір було по можливості великим. Цим умовам задовольняє діод Д9Е.

Виходячи з відсутності нелінійними них спотворень за рахунок різних опорів навантаження по змінному і постійному току, обчислюємо величину опору R ₁

(3.109)

де м = 0.8 - коефіцієнт глибини модуляції

R _н = 10 кОм-вхідний опір підсилювача низької частоти.

З характеристик випрямлення з відомих величин U _ВхД, R ₂ знаходимо робочу точку і в ній визначаємо S = 10 ^-2 мА / В, R _д = 100 Ом, m _д = 1.

Обчислюємо допоміжні коефіцієнти

(3.110)

(3.111)

З умови відсутності нелінійних спотворень і допустимих частотних на вищих частотах модуляції знаходимо допустиму величину ємності конденсатора З ₁ шунтуючого навантаження детектора R ₁

(3.112)

де С _н = 10 ^-9 Ф вхідна ємність УНЧ.

(3.113)

де М _в = 1.2.

Так само має виконуватися умова

(3.114)

370.10 ^-9> 10.10 ^-12

де С _д = 1 пФ прохідна ємність діода.

Вибираємо З ₁ = З ₂ = ₂ нФ, щоб вона не перевищувала мінімальної з розрахованих.

Знаходимо коефіцієнт передачі детектора по напрузі

(3.115)

Визначаємо величину вхідного опору детектора

(3.116)

Визначаємо ємність розділового конденсатора, виходячи з допустимих частотних спотворень в області низьких звукових частот

(3.117)

Приймаються С _р = 3 мкФ.

3.8 Розрахунок системи частотної автопідстроювання частоти (ПАП)

Ця система приймального пристрою на даний момент практично розрахована. У систему ПАП входять: частотний дискримінатор або частотний детектор, фільтр нижніх частот ФНЧ, при необхідність підсилювач постійного струму і керований елемент. Як частотного детектора системи ПАП будемо використовувати розрахований раніше частотний детектор. Як керованого елемента (управителя частоти) в контурі гетеродина приймача використовуємо з'єднання варикапів, див. принципову схему наведену на ріс3.5.

Виходячи з особливостей дробового детектора і нашого керованого елемента можна сказати, що для того щоб система працювала ПАП, достатньо в схемі поставити ФНЧ.

Так як в ТЗ на систему ПАП нам не задані ніякі вимоги, нам залишилося розрахувати тільки ФНЧ. Він потрібний щоб відфільтрувати постійну складову, яка утворюється при утворенні розбіжності між проміжною частотою отриманої і тієї на яку розрахований приймач на виході частотного дискримінатора. Ці розбіжності можуть виникнути в результаті: нестабільності частоти гетеродина (фізично неможливо побудувати нескінченно стабільні генератори), нестабільності частоти передавача, якщо дана схема використовується в автомобільному приймачі то через рух автомобіля (Доплеровский ефект)

Спрощена структурна схема використовується в розробляється приймачі ПАП наведена на рис 3.8.

Ріс3.8.

Смугу ФНЧ можна вибрати з наступного міркування. Нижня частота спектру нашого сигналу f _н = 31.5 Гц, потрібно щоб ця частота, як найнижча з усіх можливих не пройшла з виходу ЧД на керований елемент, інакше, навіть при правильному підборі гетеродина приймача, тобто коли помилка налаштування дорівнює 0, контур гетеродина буде постійно перебудовуватися. Візьмемо це значення частоти за граничну частоту ФНЧ за рівнем-3дБ.

Розрахуємо ФНЧ принципова схема якого наведена на рис 3.9

Рис 3.9.

Дросель в схемі коштує для запобігання попадання ВЧ складової в ЧД.

Виберемо R ₁ = 10 ⁵ Ом, його значення потрібно вибирати великим, для того щоб ЧД шунтував як можна менше.

Виходячи з обраного R ₁ знаходимо ємність З ₁

(3.118)

Вибираємо З ₁ = 3.3 мкФ.

Дросель не розраховуємо, приймаємо Др1 = 0.1 Гн.

3.9 Конструктивний розрахунок

Сучасні радіоприймальні пристрої виконуються на друкарських платах, часто із застосуванням поверхневого монтажу та безкорпусних елементів. Найбільш відповідальними конструктивними елементами є котушки індуктивності, тому що від їх виконання безпосередньо залежить добротність контурів, а отже і смуга пропускання. Тому застосовують спеціальні типи намотування, вжигание проводу в каркас, покриття добре провідними матеріалами та багато іншого. Далі зроблений розрахунок циліндричної екранованої котушки, застосовуваної у вхідному ланцюзі, з одношарової суцільний намотуванням.

Важливу роль відіграє розміщення елементів на платі і трасування з'єднань. Від цього залежить стійкість роботи, відсутність паразитних випромінювань і самозбудження. Можна виконати приймач у вигляді окремих екранованих блоків. Крім усього іншого така побудова полегшує ремонт.

Найбільш важливим параметром приймача є надійність. Висока надійність досягається застосуванням якісних компонентів і якісною зборкою.

Розрахунок котушки індуктивності.

Визначаємо індуктивність котушки без екрану, приймаючи коефіцієнт, що залежить від співвідношення розмірів котушки h = 0.6.

(4.1)

де L _е = 10.1 нГн - індуктивність котушки стоїть у ВЦ,

D = 3 мм - діаметр каркаса котушки,

D _е = 2 · D - діаметр екрана.

Вибираємо для намотування провід ПЕВ-2, діаметром без ізоляції d = 1мм, для якого діаметр проводу котушки d ₀ = 1.11 мм, коефіцієнт нещільності намотування a = 1.5.

Число витків на один сантиметр довжини намотування

(4.2)

Допоміжний параметр

(4.3)

За графіком наведеним в [5], знаходимо відношення

Довжина намотки

(4.4)

Число витків намотування

(4.5)

Довжина каркаса

(4.6)

Висота екрану

(4.7)

Висновок

Мета поставлена ​​в завданні досягнута. Розроблене радіоприймальний пристрій відповідає умовам завдання та забезпечує необхідну чутливість і вибірковість. У розробленому пристрої застосована сучасна елементна база (перебудова частоти варикапами, використані фільтри ВКФ, p - i - n діоди і так далі).