МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ
Рязанська Державна РАДІОТЕХНІЧНА АКАДЕМІЯ
Кафедра радіотехнічних систем
ЗАТВЕРДЖУЮ
Зав. кафедрою радіо-
теxніческіx систем
____________ В. І. Кошелєв
"___"__________ 2004
ПОЯСНЮВАЛЬНА ЗАПИСКА
до курсового проекту з дисципліни: "схемотехніка АЕУ"
на тему: "Підсилювачі звукових частот"
Автор роботи Глазнєв В. В.
Спеціальність 200700 р н. 114
Керівник Свиридов Н.Г.
Рязань 2004
Зміст
Введення
Глава 1. Розробка і розрахунок структурної схеми
Глава 2. Розробка і розрахунок принципової схеми
2.1 Розрахунок кінцевого каскаду
2.2 Розрахунок регулятора тембру
2.3 Розрахунок предоконечного каскаду
Висновок
Список використаних джерел
Введення
Підсилювальні пристрої актуальні були завжди. І в нинішньому, сучасному світі вони всі також знаходять гідне місце серед іншої апаратури. Підсилювачі широкополосні, імпульсні, осцилографічні, відео, звукові і ще багато інших, без яких не обходиться зараз практично ні один закінчений функціональний блок. Особливе місце займають підсилювачі звукових частот (УЗЧ). Необхідність їх застосування очевидна і випливає з назви. УЗЧ застосовуються як побутової апаратури, так і у військовій, а також космічній техніці.
Зараз, в століття інтегральних технологій габарити пристроїв знизилися на стільки, що повністю закінчила пристрій можна розмістити і на долоні. Не обійшло стороною це і УЗЧ. Зараз легко придбати досить компактну мікросхем підсилювача потрібної потужності і, доповнивши її деякими стандартними навісними елементами, отримати готовий прилад. Однак, за габарити мікросхем, в деякій мірі, потрібно "платити". Справа в тому, що багато мікросхеми вимагають досить громіздкі радіатори, тому в потужних підсилювачах, а точніше в їх вихідних каскадах застосовують в основному транзистори. Мікросхеми (наприклад, операційний підсилювач) дають дуже великий коефіцієнт посилення по напрузі, однак, для того щоб розвинути у навантаженні необхідну потужність потрібна ще й посилення по струму. Транзистори є приладами, які працюють з великими струмами, і, до того ж вони не дуже високочастотні, тобто вони відмінно підходять для УЗЧ. У проміжних і вхідних каскадах частіше використовують все-таки мікросхеми. Таким чином, в сучасній апаратурі з успіхом застосовуються як транзистори, так і аналогові мікросхеми.
До речі сказати, зараз серед досить відомих знавців музики існує думка про те, що нібито лампові підсилювачі найбільш чітко передають справжнє звучання живої музики. Тому, останнім часом у найбільш великих фірм-виробників аудіо апаратури з'явилися підсилювачі звуку на лампах (досить дорогі, треба сказати). Спеціально для цієї мети розроблені нові, компактні, лампи. Така ось тенденція до повернення до минулих технологіям. Що ж, не все старе потрібно викидати і забувати ...
Глава 1. Розробка і розрахунок структурної схеми
Грунтуючись на попередньому аналізі технічного завдання можна зробити висновок, що потрібно спроектувати підсилювач звукової частоти невеликої потужності, до якого не пред'являються дуже високі вимоги за якістю відтворення та умовам експлуатації. Однак, підсилювач повинен мати компактні розміри і задовольняти масовості виробництва, тобто зібраний з недорогих деталей. Тому, для отримання необхідного результату проекту, будемо розробляти як можна більш просту і дешеву схему з малою кількістю деталей.
Структурні схеми застосовуються для спрощеного зображення схем електронних пристроїв, в тому числі і схем підсилювачів. Структурна схема складається з прямокутників, що позначають основні вузли пристрою. Структурні схеми називають також блок-схемою або функціональною схемою.
Блок-схема розробляється підсилювача зображена на рис. 1.
Рис. 1.
Вхідний пристрій служить для передачі сигналу від джерела сигналу у вхідні ланцюг попереднього підсилювача тоді, коли пряме підключення до джерела сигналу неможливо або недоцільно. У нашому випадку це конденсатор, який запобігає потраплянню постійної складової на вхід регулятора тембру. Регулятор посилення використовується для забезпечення бажаної потужності на виході підсилювача. Регулятор посилення може бути реалізований у вигляді звичайного дільника або виконаний за схемою із застосуванням ООС ОУ. У розробляється схемою регулятор посилення буде змонтований в ланцюзі зворотного зв'язку підсилювача. Предоконечного каскад використовується для посилення напруги, струму та потужності сигналу до величини необхідної для подачі на вхід кінцевого каскаду потужності. Кінцевий каскад призначений для віддачі в навантаження необхідної потужності сигналу. Негативний зворотний зв'язок (ООС) охоплює підсилювач, потрібен для зниження нелінійних спотворень підсилювача, що вносяться прикінцевим каскадом підсилювача потужності і для підвищення стабільності. Але при цьому знижується коефіцієнт посилення каскадів охоплених ООС. Вихідна пристрій служить для передачі посиленого сигналу з вихідного ланцюга в навантаження. Застосовується коли безпосереднє підключення навантаження неможливо або недоцільно. Конденсатор використовується для поділу постійних складових струму і напруги вихідного ланцюга і навантаження. Джерело живлення використовується для живлення підсилювача, його енергія перетворюється в енергію посиленого сигналу.
У розробляється схемі відсутнє вхідний каскад. Обгрунтуванням цього служить прагнення до здешевлення пристрою, до того ж як проміжного каскаду використовуємо ОУ, за допомогою якого забезпечимо необхідний коефіцієнт посилення по напрузі всього підсилювача. Регулювання посилення буде побудована на цьому ж ОУ. Можна зробити регулювання тембру активної, на цьому ж ОУ, однак, це загрожує взаємним впливом посилення на тембр, і до того ж розрахунок такої схеми занадто складний. Тому зробимо її пасивної, і поставимо на вході пристрою, а всі втрати в регуляторі скомпенсіруем додатковим збільшенням коефіцієнта посилення ОУ. При цьому декілька зростуть шуми підсилювача, однак, так як обмеження в цій області в технічному завданні не вказані, то враховувати шуми не будемо.
Глава 2. Розробка і розрахунок принципової схеми
2.1 Розрахунок кінцевого каскаду
В даний час широко застосовуються підсилювачі з двотактним бестрансформаторним прикінцевим каскадом і послідовним живленням транзисторів по постійному струму. Внаслідок симетрії двотактних схем і можливості почергової роботи плечей, вони можуть працювати в енергетично вигідних режимах класу В і АВ. При цьому вдається суттєво підвищити к. п. д. і віддається потужність при порівняно невеликому рівні нелінійних спотворень.
Найбільш доцільний для двотактних підсилювачів режим класу АВ. Особливістю режиму класу АВ є залежність середнього значення струмів баз і колекторів від рівня підводяться сигналів. Зміна середніх струмів в залежності від амплітуди сигналів є перешкодою для здійснення температурної стабілізації режиму. Тому звичайні схеми стабілізації виявляються непридатними.
Зазначене в технічному завданні значення вихідної напруги і опір навантаження дозволяють визначити необхідну потужність в навантаженні. Приблизно оцінюючи значення вихідної потужності, приходимо до висновку, у вихідному каскаді в якості кінцевих транзисторів доцільно використовувати транзистори різної полярності, благо при малих потужностях таку комплементарную пару підібрати не складно.
Робота предоконечного каскаду суттєво впливає на якісні показники кінцевого підсилювача. Це обумовлено, перш за все, тим, що ланцюги збудження потужних транзисторів є низькоомними і споживають значну потужність збуджуючих коливань. Для забезпечення роботи транзисторів предоконочного каскаду як АВ на їх бази доводиться подавати невелике початковий зсув.
Кінцеві каскади харчуються зазвичай від двох джерел напруги, що часто незручно. Так як в симетричній двутактной схемою струм в ланцюзі навантаження не містить постійної складової, послідовно з навантаженням можна включити розділовий конденсатор З p і замінити два джерела живлення одним з подвоєним напругою. Так як за технічним завданням необхідно спроектувати пристрій з одним джерелом живлення, то використовуємо схему з несиметричним харчуванням.
На підставі вище сказаного можна скласти принципову електричну схему крайового підсилювача потужності (рис. 2).
Рис. 2
Дана схема є комплементарної схемою на складених транзисторах з несиметричним джерелом живлення. Транзистори VT 1, VT 3 і VT 2, VT 4 утворюють складені транзистори включені за схемою з загальним колектором. Складові транзистори використовуються з метою збільшення коефіцієнта посилення по струму і вхідного опору всього каскаду. Резистори R 1 і R 2 задають необхідну величину струму спокою предоконечного транзисторів. Резистори R 3 і R 4 стабілізують роботу плечей каскаду і створюють у ньому негативний зворотний зв'язок.
Розділовий конденсатор З p захищає опір навантаження від струму короткого замикання у випадку пробою транзисторів.
Розрахунок елементів схеми.
Знайдемо потужність, що розвивається в навантаженні:
Коефіцієнт використання живлячої напруги:
Для вибору кінцевих транзисторів знайдемо максимальну амплітуду колекторного напруги
і амплітуду колекторного струму:
Максимальна потужність, що розсіюється на колекторі одного транзистора в режимі B, дорівнює
Гранична частота кінцевих транзисторів повинна бути не менш наступною:
За розрахованими даними I Кm, U кеmax, P до max, fh21е виберемо кінцеві транзистори VT3, VT4. В якості транзистора VT 3 виберемо транзистор ГТ404Б, а в якості VT 4 комплементарний попереднього-ГТ402Б. Характеристики даних транзисторів наведені у додатку.
Для побудови навантажувальної прямої обчислимо U ке і I до
За характеристиками визначили, що:
Визначимо фактично віддається кінцевими транзисторами потужність:
Таким чином, видно, що в навантаженні забезпечується необхідне значення потужності.
По вихідних характеристиках (рис.3) визначимо струм бази: I БM = 7.44 мА, а за вхідними напруга на базі U беm = 330 мВ.
Розрахункове значення статичного коефіцієнта посилення по струму транзистора:
Розрахункове значення амплітуди базового струму:
Тепер виберемо предоконечного транзистори VT1 і VT2 і зробимо розрахунок їх режимів роботи.
Амплітуда змінної складової струму колектора предоконечного транзистора:
Струм спокою краще задавати тільки в предоконечного транзисторах, забезпечуючи падіння напруги на резисторах R3 і R4 порядку 0.4 В. Для того, щоб отримати достатньо низький рівень перехідних спотворень, вибираємо найменшу допустиму величину струму спокою:
Тоді опір резисторів R3 і R4 будуть рівні
Задамо значення резисторів R 3 = R 4 = 330 O м.
Уточнимо амплітуду колекторного струму предоконечного транзисторів
Максимальна потужність розсіювання на предоконечного транзисторах:
Виберемо предоконечного транзистори pnp ТМ2А і npn ТМ3А.
Параметри даних транзисторів наведені у додатку.
Статичний коефіцієнт посилення по струму:
Розрахуємо струми базового ланцюга
За вхідним характеристиками для транзистора VT1 (мал. 5) визначаємо величину U 'беm = 0,11 В, а для транзисторів VT1 і VT2 відповідно величини U' бе01 = 0,11 В і U 'бе02 = 0,11 В. Знайдемо напругу зсуву між базами транзисторів VT1 і VT2:
U см = U 'бе01 + U' бе02 + U R 1 + U R 2 = 0,11 +0,11 + 0,4 +0,4 = 1,02 В.
Напруга зсуву забезпечується термостабілізірующімі елементами, наприклад діодами. Для того щоб при максимальному вхідному сигналі діоди не закривалися, вибираємо струм зміщення:
Виберемо діод Д2І. За статичними характеристиками діода знайдемо відповідне току I см напруга на діоді. U д = 0,5 В
Необхідна кількість діодів 2 штуки.
Розрахунок номіналів резисторів R 1 і R 2:
Задамо значення резисторів R 1 = R 2 = 5.1 кОм
Розрахунок нелінійних спотворень.
Для визначення нелінійних спотворень кінцевого каскаду необхідно побудувати наскрізну динамічну характеристику, яка встановлює залежність струму Ік в навантаженні R н від вхідної напруги каскаду Uвх, тобто I к = f (Uвх). З урахуванням властивою емітерного повторювача зворотного зв'язку вхідна напруга
U вх = U 'бе + U бе + I к * R н.
За вхідний характеристиці предоконечного знаходимо U 'бе.
Для побудови наскрізної характеристики одного плеча достатньо трьох точок.
Перший точка:
I к = I до m = 0.707 А
U вх max = U 'бе m + U бе m + U н m = 0,25 +0,33 +5,66 = 6,24 В
Друга точка:
0,5 * I до m = 0,5 * 0,707 = 0,354 м А
I б = I к / h 21е = 0,354 / 95 = 3,73 мА
розрахуємо струми предоконечного транзистора:
I 'к = I б + U бе / R 3 = 3,73 + 260/357 = 4,46 мА,
I 'б = I' к / h '21е = 4,46 / 31 = 144 мкА.
U 'бе = 0,17 В,
визначаємо значення Uвх
U вх = U 'бе m + U бе m + I к * R н = 0,18 + 0,26 + 2,83 = 3,27 В.
Третя точка:
I к = I ок = 0, I б = 0, U бе = 0,13
I 'к = I б + U бе / R3 = 0 + 0,13 / 357 = 0,364 мА,
I 'б = I' к / h '21е = 0,364 / 31 = 0,012 мА,
U 'бе = 0,07 В,
Uвх min = U 'беm + U беm + I к * R н = 0,07 +0,13 = 0,2 В
По трьох точках будуємо наскрізну характеристику для одного плеча.
Значення струмів I Кm, I к1, I ок з урахуванням асиметрії плечей є вихідними для визначення наскрізної динамічної характеристики. Якщо параметри кінцевих транзисторів відрізняються не більше ніж на 15 ... 20%, то при визначенні наскрізний динамічної характеристики коефіцієнт асиметрії b = 0,15 ... 0,2. Візьмемо b = 0,15
Застосуємо метод п'яти ординат.
I max = I до m * (1 + b) = 0,707 * (1 +0.15) = 0,813 А,
I 0 = I ок * (1 + b) - I ок * (1 + b) = 2 * b * I ок = 0 А,
I 1 = I до 1 * (1 + b) = 0,354 * (1 +0.15) = 0,407 А,
I 2 =-I до 1 * (1-b) = -0,354 * (1-0.15) = -0,3 А,
I min = - I до m * (1 - b) = -0,707 * (1-0.15) = -0,6 А.
Метод п'яти ординат заснований на розкладанні спотвореної кривої струму в ряд Фур'є при його обмеженні членом, відповідний 4-й гармоніці. При цьому опір ланцюга, в якій протікає розглянутий струм, передбачається чисто активним, в результаті чого початкові фази гармонік виявляються рівними 0 або . Середні значення струму і амплітуди струмів гармонік виходять з наступних виразів:
I ср = (I max + I min +2 * (I 1 + I 2)) / 6 = (0,813-0,6 +2 * (0,407-0,3)) / 6 = 0,0712 А,
I 1m = (I max-I min + I 1-I 2) / 3 = (0,813 +0,6 +0,407 +0,3) / 3 = 0,707 А,
I 2m = (I max + I min -2 * I 0) / 4 = (0,813-0,6) / 4 = 0,0533 А,
I 3m = (I max-I min -2 * (I 1-I 2)) / 6 = (0,813 +0,6-2 * (0,407 +0,3)) / 6 = -0,167 мА,
I 4m = (I max + I min -4 * (I 1 + I 2) +6 * I 0) / 12 = (0,813-0,6-4 * (0,407-0,3) +6 * 0) / 12 = -0,0179 А.
Перевіримо правильність розрахунку розкладання
I ср + I 1 m + I 2 m + I 3 m + I 4 m = I max
0,0712 + 0,707 + 0,0533 - 0,167 * 10 ^ -3 - 0,0179 = 0,813 А = I max.
Значить розкладання вірно.
Коефіцієнт гармонійних нелінійних спотворень каскаду визначається за наступною формулою
де нормовані величини гармонік
Як видно, . Необхідно вжити заходів щодо зниження коефіцієнта гармонік. Для цього застосуємо ООС, що охоплює крайовий проміжний підсилювачі. Для забезпечення заданого коефіцієнта гармонік визначимо необхідну глибину зворотного зв'язку:
Коефіцієнт передачі петлі ОС:
де Ко-вихідний коефіцієнт передачі по напрузі каскадів, охоплених ОС. Оскільки для кінцевого каскаду , То величина K визначається проміжними каскадами.
2.2 Розрахунок регулятора тембру
У ряді підсилювальних пристроїв необхідно регулювати АЧХ в певних областях частот. Здійснювана з допомогою регуляторів тембру, вона дозволяє істотно наблизити тембр звучання до природного. Для регулювання АЧХ використовують пасивні частотно-залежні ланцюга або ланцюг з частотно-залежною ООС. У етапі розробки структурної схеми, ми домовилися, що регулювання тембру зробимо пасивною. За технічним завданням потрібно розрахувати регулятор тембру з двосторонньої регулюванням в області ВЧ. Схема пасивного регулятора тембру ВЧ зображена на рис. 3
Рис. 3.
При розрахунку регулятора тембру необхідно враховувати вплив суміжних ланцюгів. Вибирати опір регулятора слід в таких межах, щоб, з одного боку регулятор тембру не навантажував попередню йому ланцюг, а з іншого-подальша ланцюг неістотно навантажувала регулятор, або, іншими словами, необхідно реалізувати досить великі значення коефіцієнтів включення навантаження:
,
де і
-Мінімальне вхідний і максимальна вихідна опору регулятора;
-Опір джерела сигналу (у нашому випадку це вхідний джерело сигналу підсилювача),
-Вхідний опір наступного каскаду (каскаду попереднього підсилення).
Задамо звичайні для практики коефіцієнти навантажень:
Виберемо частоту початку спаду (підйому АЧХ в області ВЧ): ,
тоді:
.
Визначимо коефіцієнт корекції по залежностях для ВЧ регуляторів тембру. За технічним завданням
, Знаходимо:
.
Опір регулятора визначається наближеним співвідношенням:
,
за технічним завданням опір джерела сигналу для підсилювача одно , Тоді:
Постійна часу регулятора:
,
зазвичай, x 'приймають рівним 0.5 для регуляторів ВЧ:
Визначимо ємність регулятора:
.
З'ясуємо яке загасання вносить регулятор тембру в смузі рівномірного посилення:
.
Розрахуємо необхідний опір наступного каскаду по наближеною формулою:
Елементи схеми розраховується регулятора визначаються наступним чином:
Виберемо номінали елементів наступними:
Розрахуємо коефіцієнт передачі тембрблока на СЧ:
2.3 Розрахунок предоконечного каскаду
Важливим елементом схеми є попередній підсилювач. Основним завданням попереднього каскаду є збільшення рівня вхідного сигналу підсилювача U вх до величини, необхідної для порушення кінцевого каскаду і рівної U 1 m. Крім того, каскад попереднього посилення повинен компенсувати ослаблення сигналу в регуляторі тембру, коефіцієнт передачі якого Крт <<1. Крім того, ми домовилися на попередньому підсилювачі реалізувати регулювання посилення всього підсилювача. Передпідсилювач визначає відношення сигнал-шум всієї схеми, оскільки він працює з малими сигналами. Тому при виборі ОУ слід звернути особливу увагу на його показники. Принципова схема попереднього підсилювача реалізованого на ОУ К157УД4А наведена на рис. 4.
Рис. 4.
У кінцевому рахунку в результаті попереднього підсилення повинна бути забезпечена величина:
,
що досягається при коефіцієнті посилення попередніх каскадів:
де К u - заданий в технічному завданні коефіцієнт посилення по напрузі розроблюваного підсилювача, а Крт - коефіцієнт передачі регулятора тембру.
Таким чином, необхідний коефіцієнт посилення предоконечного каскаду:
Для вибраної мікросхеми К157УД4А, при заданому технічним завданням харчуванні 12В, коефіцієнт посилення по напрузі . Щоб отримати розраховане значення
, Необхідно ввести ООС з глибиною:
.
Очевидно, що коефіцієнт гармонік при такій глибині ООС буде менше ніж зазначений у завданні, так як глибина ООС виявилася значно більше, ніж необхідна (раніше розрахована):
Коефіцієнт передачі зворотного зв'язку в цьому випадку дорівнює:
Розрахунок регулювання посилення і елементів схеми предоконечного каскаду.
Висловимо коефіцієнт посилення До u в децибелах:
За технічним завданням потрібно забезпечити регулювання посилення в розраховується підсилювачі 30 дБ. Тому, мінімальний коефіцієнт посилення підсилювача дорівнює 60-30 = 30 дБ. Висловимо його в разах:
Отже, коефіцієнт передачі підсилювача повинен варіюватися в діапазоні
.
У вибраній схемі предоконечного каскаду коефіцієнт передачі визначається співвідношенням:
При коефіцієнт посилення
.
Нехай
, А
.
При Коефіцієнт підсилення.
Візьмемо R 4 = 3.3 кОм.
Резистори R 1 і R 2 необхідні для подачі на неінвертуючий вхід ОП напруги зсуву, рівне E / 2, оскільки для живлення ОУ використовується несиметричний джерело. Паралельне поєднання цих резисторів по змінному струму визначає вхідний опір каскаду. З етапу проектування регулювання тембру було з'ясовано, що вхідний опір цього каскаду повинно бути не менше 520.6 кОм. Тому поставимо R 1 = R 2 = 1.5 МОм.
Розрахунок розділових конденсаторів схеми.
Озираючись на структурну схему проектованого пристрою (рис.1) і деталізовану схему предоконечного каскаду (рис.8) видно, що розділових конденсаторів в підсилювачі всього чотири. Розподілимо задані в технічному завданні спотворення на нижніх частотах по частках на кожен з цих елементів в наступному порядку. Сумарні викривлення складають 2.5 дБ. На всі конденсатори крім того, який відокремлює навантаження, відведемо по 0.5 дБ, на навантажувальний ж відкладемо 1 дБ.
Розрахуємо конденсатори в схемі предоконечного каскаду.
С1-розділовий конденсатор.
де М-частка спотворень, що відводиться на даний елемент. R - вхідний опір ОУ, яке визначається паралельним з'єднанням резисторів R 1, R 2. Оскільки отримуємо:
Виберемо С1 = 8.2 нФ.
Конденсатор С2 необхідний для ізоляції другого входу ОУ від постійної напруги джерела живлення. Вибирається він з міркувань:
Виберемо С1 = 100 мкФ.
С3-коригувальна ємність, необхідна для запобігання самозбудження ОУ на верхніх частотах. С4 = 30 пФ.
Разом, номінали елементів схеми предоконечного каскаду наступні:
Розрахуємо тепер розділові ємності на вході і виході.
Вхідний конденсатор Ср (рис.1) розраховується за співвідношенням:
Виберемо Ср = 0.1 мкФ.
Вихідний розділовий конденсатор Ср перед навантаженням (рис.1):
Так як на нього відведено спотворень, то:
Виберемо Ср = 470 мкФ.
Визначимо залежність зміщення вихідної напруги від температури в заданому діапазоні.
За завданням підсилювач повинен стабільно працювати в межах Кмин = 5 'З Тмакс = 35' С.
Тому . У обраного операційного підсилювача в предоконечного каскаді, температурний дрейф напруги зсуву становить
..
Таким чином зсув вихідної напруги складе:
Ця напруга істотно менше напруги виходу, тому будь-яку компенсацію вводити не будемо, так як це додатково ускладнить схему.
Висновок
У даному курсовому проекті було розроблено пристрій посилення звукових частот, що задовольняє технічним завданням. Даний підсилювач вийшов досить простим і дешевим, що задовольняє серійності виробництва. До переваг цього апарата можна віднести його компактність, і малий коефіцієнт гармонік. Недоліками даного підсилювача є не проконтролювати рівень шумів (Еш більше 2 мкВ) і досить невисоку вхідний опір.
Список використаних джерел
Аналогові електронні пристрої: Методичні вказівки до курсової роботи / РГРТА; Сост. Д. І. Попов. Рязань, 1992. 32 с.
Регулятори тембру: Методичні вказівки до курсової роботи / РГРТА; Сост. В. С. Осокін. Рязань, 1993. 24 с.
Регулятори підсилення: Методичні вказівки до курсової роботи / РГРТА; Сост. В. С. Осокін. Рязань, 1990. 28 с.
Мігулін І. М., Чаповський І. З. Підсилювальні пристрою на транзисторах (проектування). Київ: Техніка, 1971. 324 з.
Довідкова книга радіоаматора-конструктора. Під ред. Н.І. Чічтякова М.: Радіо і зв'язок, 1990. 624 с.
Проектування транзисторних підсилювачів звукових частот / Н. Л. Безладнов, Б. Я. Герценштейн, В. К. Кожанов і ін; під ред. М. Л. Безладнова. М.: Зв'язок, 1979. 368 с.
Проектування підсилюючих пристроїв: Учеб. посібник / В. В. Єфімов, В. М. Павлов, Ю. П. Соколов та ін; під ред. Н. В. Терпугова. М.: Вищ. школа, 1982. 190 с.
Інтегральні мікросхеми: Довідник / Б. В. Тарабрін, Л. Ф. Лукін, Ю. Н. Смирнов і ін; Під ред. Б. В. Тарабрина. М.: Радіо і зв'язок, 1984. 528 з.
Транзистори для апаратури широкого застосування: Довідник / К. М. Брежнєва, Є. І. Гатман, Т. І. Давидова та ін; Під ред. Б. Л. Перельмана. М.: Радіо і зв'язок, 1981. 656 з.
Курс лекцій з дисципліни "Схемотехніка аналогових електронних пристроїв". / Попов Д.І.