Білоруський державний університет інформатики і радіоелектроніки
Кафедра РЕЗ
Реферат на тему:
«Пристрої вибірки - зберігання. Пристрої на перемикаються конденсаторах. Лінійні стабілізатори напруги »
Пристрої вибірки - зберігання
При зборі інформації і її наступному перетворенні часто буває необхідно зафіксувати значення аналогового сигналу в певний момент часу. Деякі типи аналогово-цифрових перетворювачів, наприклад, послідовного наближення, можуть давати зовсім непередбачувані помилки, якщо їх вхідний сигнал не зафіксовано під час перетворення. При зміні вхідного коду цифро-аналогових перетворювачів через неодночасність встановлення розрядів спостерігаються викиди вихідної напруги. Для усунення цього явища на час встановлення також слід зафіксувати вихідний сигнал ЦАП. Пристрої вибірки - зберігання (ПВЗ) (стеження - зберігання), що виконують цю функцію, повинні на інтервалі часу вибірки (спостереження) повторювати на виході вхідний аналоговий сигнал, а при перемиканні режиму на зберігання зберігати останнє значення вихідної напруги до надходження сигналу вибірки. Схема найпростішого ПВЗ наведена на рис. 1а.
Рис. 1. Пристрій вибірки - зберігання
Коли ключ S замкнутий, вихідна напруга схеми повторює вхідний, тобто U вих = U вх (рис. 1б). При розмиканні ключа U вих зберігає своє значення, останнє перед розмиканням. Вихідний повторювач на ОУ перешкоджає розряду конденсатора зберігання З хр на навантаження схеми. Вхідний опір повторювача повинно бути якомога більше, тому зазвичай застосовують ОУ з польовими транзисторами на вході.
Найпростіша схема ПВЗ має ряд недоліків:
· При замкнутому ключі джерело вхідного сигналу має значну ємнісне навантаження. Якщо джерелом є ОУ, це звичайно призводить до його самозбудження.
· ЗУ з польовими транзисторами на вході, які застосовуються як буферних повторювачів, мають значний зсув нуля.
Ці недоліки багато в чому усунуті в ІМС пристрої вибірки - зберігання LF398 (вітчизняний аналог - 1100СК2), яка протягом багатьох років була по суті промисловим стандартом. Функціональна схема цієї ІМС наведена на рис. 2. Тут схема має загальну негативну зворотний зв'язок, що охоплює всю схему - з виходу підсилювача ОУ 2 на вхід підсилювача ОУ 1.
Рис. 2. Функціональна схема ПВЗ 1100СК2
Коли комутатор знаходиться в замкнутому стані, потенціал виходу операційного підсилювача ОП 1 внаслідок дії загальної негативного зворотного зв'язку встановлюється таким, що U вих відрізняється від U вх на величину напруги зміщення ОУ 1. При цьому зміщення, що виникає через наявність комутатора і ОУ 2, зводиться до нуля. Діоди в цьому стані схеми замкнені, тому що падіння напруги на них, рівне вказаною зсуву, досить мало (<= 20мВ). При розмиканні комутатора керуючим сигналом вихідна напруга залишається незмінним. Резистор R 1 і діоди запобігають насичення ОУ 1, яке могло б виникнути через розмикання загальної негативного зворотного зв'язку в цьому режимі. Це знижує час перехідного процесу при замиканні комутатора. Підсилювач ОУ 1 забезпечує високий вхідний опір ПВЗ. Він виконаний за схемою з біполярними транзисторами на вході, що легко дозволяє отримати зміщення нуля схеми в межах 5 мВ. Резистор R2 обмежує струм заряду конденсатора зберігання.
Основні характеристики ПВЗ:
Точності
1. Напруга зсуву нуля U см, визначається практично зміщенням нуля ОУ 1.
2. Дрейф фіксованої напруги при заданій ємності С хр
U вих / t = I р / С хр,
де I р - струм розряду конденсатора. Він складається з струмів витоку конденсатора і комутатора, а також з вхідного струму підсилювача ОУ 2.
При заданому струмі витоку величину дрейфу можна зменшити шляхом збільшення ємності конденсатора С хр. Проте це погіршує динамічні характеристики схеми.
Динамічні характеристики
1. Час вибірки tв визначає, як довго при самих несприятливих умовах триває процес заряду конденсатора зберігання до величини вхідної напруги з заданим рівнем допуску. Цей час пропорційно ємності С хр. Переклад ПВЗ в режим зберігання до закінчення інтервалу вибірки загрожує значними помилками.
2. Апертурна затримка t а. Це період між моментом зняття напруги, що управляє і фактичним замиканням послідовного комутатора.
У табл. 1 наведені основні характеристики деяких типів ПВЗ, що випускаються промисловістю.
Таблиця 1
Примітки:
1. - Схр = 1000 пФ;
2. - До точності 0,1%;
3. - До точності 0,01%;
4. - Вбудований конденсатор зберігання
Таблиця 2
Висока точність виготовлення інтегральних МОП-конденсаторів та їх стабільність сприяли тому, що в останні роки отримали розвиток способи обробки сигналів, що використовують явище дискретного перенесення зарядів. Один із шляхів реалізації цих способів полягає в застосуванні схем з перемикаючимися конденсаторами.
Розглянемо реалізацію аналогового інтегратора із застосуванням переключна конденсатора. На рис. 3а наведена схема звичайного аналогового інтегратора.
Передавальна функція цієї схеми має вигляд
а частотна характеристика
Рис. 3. Схеми інтеграторів: а) - на RC-ланцюга, б) - з комутованим конденсатором
На рис. 3 б показаний інтегратор, в якому резистор R1 імітується за допомогою схеми з перемиканим конденсатором. Цей інтегратор працює наступним чином. Комутатор періодично перемикається з положення 1 в положення 2 і назад з періодом Т. У момент nT конденсатор З 1 заряджається до напруги u вх (nT), тому накопичений на ньому заряд становить З 1 u вх (nT). Після перемикання комутатора з положення 1 в положення 2 в момент nТ + Т / 2 конденсатор З 1 розряджається на вхід ОП з конденсатором З 2 у зворотному зв'язку. Оскільки вхідний диференціальне напруга і вхідні струми ідеального ОУ дорівнюють нулю, конденсатор З 1 розрядиться повністю і його заряд підсумовується із зарядом, накопиченим на конденсаторі С 2. У результаті в останній момент (n +1) Т справедливо наступне рівняння зарядів:
З 2 u вих [(n +1) T] = З 2 u вих (nT) - З 1 u вх (nT). (3)
Тут знак "-" зумовлений негативним зворотним зв'язком. Застосувавши до обох частин рівняння (3) z-перетворення, отримаємо рівняння
zС 2 U вих (z) = С 2 U вих (z) - З 1 U вх (z). (4)
Певна з цього рівняння передавальна функція має вигляд
Представляє інтерес порівняння властивостей інтеграторів, показаних на рис. 3. Перейдемо до частотних харктеристики, підставивши в (5) z = exp (j T). Отримаємо
При T прагне до 0 вираз в дужках у знаменнику правої частини рівняння (6) необмежено наближається до j T. Таким чином, для частот вхідного сигналу, низьких щодо частоти перемикання комутатора f = 1 / T, можна наближено записати
Порівнюючи вирази (2) і (7), знаходимо, що в схемі на рис. 3 б комутований конденсатор імітує вхідний резистор схеми на рис 3 а, з опором, який дорівнює T / З 1. Тому, збільшуючи частоту перемикання комутатора, ми зменшуємо еквівалентну постійну часу інтегрування інтегратора.
Застосування інтеграторів з перемикаючимися конденсаторами в ІМС фільтрів замість звичайних інтеграторів дає дві суттєві переваги. По-перше, коефіцієнт передачі інтегратора залежить тільки від відношення двох конденсаторів, а не від їх абсолютних величин. Взагалі кажучи, можна досить просто створити на кремнієвій підкладці ІМС пару будь-яких однотипних узгоджених елементів, в той час як отримання різнотипних елементів (резистора і конденсатора) з точними значеннями і високою стабільністю дуже важко (відмінності температурних коефіцієнтів опору (ТКО) і ємності (ТКЕ) можуть бути значними!). Тому ІМС фільтрів на перемикаються конденсаторах значно дешевше. Наприклад, фільтр нижніх частот 8-го порядку на ІМС МАХ291 (перемикані конденсатори) коштує майже в 5 разів дешевше за аналогічну фільтра на двох ІМС MAX270 (RC-інтегратори).
Друга перевага фільтрів на перемикаються конденсаторах полягає в можливості налаштування їх характеристичної частоти (тобто центральної частоти смугового фільтра або точки -3 дБ фільтра нижніх частот) зміною тільки тактовою частоти. Це пояснюється тим, що характеристична частота фільтра, побудованого на основі методу змінних стану, пропорційна коефіцієнту передачі інтегратора (або, що те ж, оберненопропорційна постійної часу інтегрування). Це дозволяє випускати фільтри 8-го порядку в корпусі з вісьмома висновками без зовнішніх времязадающих елементів (наприклад, MAX291), в той час як ІМС фільтрів з RC-інтеграторами мають значно більше висновків і вимагають підключення значної кількості точних резисторів (наприклад, мікросхема МАХ274 має 24 висновку; її типова схема включення містить 15 зовнішніх резисторів).
Тепер про недоліки фільтрів на перемикаються конденсаторах. Такі фільтри мають два неприємних властивості, які обумовлені присутністю періодичного тактового сигналу. Перше, це наскрізне проходження сигналу тактової частоти, а саме наявність деякого вихідного сигналу (з напругою приблизно від 10 до 25 мВ) з частотою тактового коливання, напруга якого не залежить від прикладається вхідного сигналу. Частіше за все це не має істотного значення, оскільки цей сигнал значно віддалений від смуги, займаної оброблюваним сигналом (зазвичай розробники ІМС задають частоту комутації в 100 разів (рідше в 50 разів) більше характеристичної частоти фільтрів). Якщо ж таке наскрізне проходження тактового сигналу небажано, то для його придушення зазвичай використовують простий ФНЧ першого або другого порядку. До складу ІМС фільтрів на перемикаються конденсаторах зазвичай включають неінвертуючий повторювач, на якому може бути побудований такий фільтр.
Друга проблема більш тонкого властивості пов'язані з накладенням спектрів. Будь-які компоненти вхідного сигналу, які відстоять за частотою від частоти тактового сигналу на величину, відповідну частотах смуги пропускання, не будуть подавлені. Наприклад, при використанні ІМС MAX291 як ФНЧ з частотою зрізу 1 кГц (при тактовій частоті в 100 кГц) всі спектральні компоненти вхідного сигналу в діапазоні від 99 до 101 кГц будуть перетворені в смугу частот від постійного струму до частоти 1 кГц. Тому у випадку, якщо в спектрі вхідного сигналу є помітні компоненти частот, близьких до тактовій частоті, перед входом фільтра слід включити простий попередній фільтр нижніх частот.
Як правило, регулюючим елементом ІМС стабілізаторів напруги є біполярний або польовий транзистор. Якщо цей транзистор працює в активному режимі, то стабілізатор називають лінійним (безперервним), а якщо регулюючий транзистор працює в ключовому режимі - імпульсним.
Монолітний лінійний інтегральний стабілізатор напруги був вперше розроблений Р. Відларом (США) в 1967 році. Ця мікросхема ( А723) містить регулюючий транзистор, що включається послідовно між джерелом нестабілізованого напруги і навантаженням, підсилювач помилки і термокомпенсірованний джерело опорної напруги. Схема виявилася настільки вдалою, що на початку 70-х років випуск її доходив до 2 млн. штук на місяць! За масовості застосування серед аналогових ІМС лінійні інтегральні стабілізатори напруги стоять на другому місці після операційних підсилювачів.
Література
1. Лідовскій В.І. Теорія інформації. - М., «Вища школа», 2002 р . - 120 с.
2. Метрологія та радіовимірювань в телекомунікаційних системах. Підручник для ВУЗів. / В.І. Нефедов, В.І. Халкин, Є.В. Федоров та ін - М.: Вища школа, 2001 р . - 383 с.
3. Цапенко М.П. Вимірювальні інформаційні системи. -. - М.: Енергоатом издат, 2005. - 440 с.
4. Зюко А.Г., Кловський Д.Д., Назаров М.В., Фінк Л.М. Теорія передачі сигналів. М: Радіо і зв'язок, 2001 р . -368 С.
5. Б. Скляр. Цифрова зв'язок. Теоретичні основи та практичне застосування. Вид. 2-е, испр.: Пер. з англ. - М.: Видавничий дім «Вільямс», 2003 р . - 1104 с.
Кафедра РЕЗ
Реферат на тему:
«Пристрої вибірки - зберігання. Пристрої на перемикаються конденсаторах. Лінійні стабілізатори напруги »
Пристрої вибірки - зберігання
При зборі інформації і її наступному перетворенні часто буває необхідно зафіксувати значення аналогового сигналу в певний момент часу. Деякі типи аналогово-цифрових перетворювачів, наприклад, послідовного наближення, можуть давати зовсім непередбачувані помилки, якщо їх вхідний сигнал не зафіксовано під час перетворення. При зміні вхідного коду цифро-аналогових перетворювачів через неодночасність встановлення розрядів спостерігаються викиди вихідної напруги. Для усунення цього явища на час встановлення також слід зафіксувати вихідний сигнал ЦАП. Пристрої вибірки - зберігання (ПВЗ) (стеження - зберігання), що виконують цю функцію, повинні на інтервалі часу вибірки (спостереження) повторювати на виході вхідний аналоговий сигнал, а при перемиканні режиму на зберігання зберігати останнє значення вихідної напруги до надходження сигналу вибірки. Схема найпростішого ПВЗ наведена на рис. 1а.
Рис. 1. Пристрій вибірки - зберігання
Коли ключ S замкнутий, вихідна напруга схеми повторює вхідний, тобто U вих = U вх (рис. 1б). При розмиканні ключа U вих зберігає своє значення, останнє перед розмиканням. Вихідний повторювач на ОУ перешкоджає розряду конденсатора зберігання З хр на навантаження схеми. Вхідний опір повторювача повинно бути якомога більше, тому зазвичай застосовують ОУ з польовими транзисторами на вході.
Найпростіша схема ПВЗ має ряд недоліків:
· При замкнутому ключі джерело вхідного сигналу має значну ємнісне навантаження. Якщо джерелом є ОУ, це звичайно призводить до його самозбудження.
· ЗУ з польовими транзисторами на вході, які застосовуються як буферних повторювачів, мають значний зсув нуля.
Ці недоліки багато в чому усунуті в ІМС пристрої вибірки - зберігання LF398 (вітчизняний аналог - 1100СК2), яка протягом багатьох років була по суті промисловим стандартом. Функціональна схема цієї ІМС наведена на рис. 2. Тут схема має загальну негативну зворотний зв'язок, що охоплює всю схему - з виходу підсилювача ОУ 2 на вхід підсилювача ОУ 1.
Рис. 2. Функціональна схема ПВЗ 1100СК2
Коли комутатор знаходиться в замкнутому стані, потенціал виходу операційного підсилювача ОП 1 внаслідок дії загальної негативного зворотного зв'язку встановлюється таким, що U вих відрізняється від U вх на величину напруги зміщення ОУ 1. При цьому зміщення, що виникає через наявність комутатора і ОУ 2, зводиться до нуля. Діоди в цьому стані схеми замкнені, тому що падіння напруги на них, рівне вказаною зсуву, досить мало (<= 20мВ). При розмиканні комутатора керуючим сигналом вихідна напруга залишається незмінним. Резистор R 1 і діоди запобігають насичення ОУ 1, яке могло б виникнути через розмикання загальної негативного зворотного зв'язку в цьому режимі. Це знижує час перехідного процесу при замиканні комутатора. Підсилювач ОУ 1 забезпечує високий вхідний опір ПВЗ. Він виконаний за схемою з біполярними транзисторами на вході, що легко дозволяє отримати зміщення нуля схеми в межах 5 мВ. Резистор R2 обмежує струм заряду конденсатора зберігання.
Основні характеристики ПВЗ:
Точності
1. Напруга зсуву нуля U см, визначається практично зміщенням нуля ОУ 1.
2. Дрейф фіксованої напруги при заданій ємності С хр
U вих / t = I р / С хр,
де I р - струм розряду конденсатора. Він складається з струмів витоку конденсатора і комутатора, а також з вхідного струму підсилювача ОУ 2.
При заданому струмі витоку величину дрейфу можна зменшити шляхом збільшення ємності конденсатора С хр. Проте це погіршує динамічні характеристики схеми.
Динамічні характеристики
1. Час вибірки tв визначає, як довго при самих несприятливих умовах триває процес заряду конденсатора зберігання до величини вхідної напруги з заданим рівнем допуску. Цей час пропорційно ємності С хр. Переклад ПВЗ в режим зберігання до закінчення інтервалу вибірки загрожує значними помилками.
2. Апертурна затримка t а. Це період між моментом зняття напруги, що управляє і фактичним замиканням послідовного комутатора.
У табл. 1 наведені основні характеристики деяких типів ПВЗ, що випускаються промисловістю.
Таблиця 1
| Тип ПВЗ | Uсм, мВ | Дрейф В / с | Час вибірки мкс | Апертурна затримка, нс | Uпит, У | Iпотр, мА | Примітки |
| 1100СК2 | 5 | 0,2 1 | 0,4 1,2 | 100 | + / -15 | 4,5 | Промисловий стандарт |
| SHC5320 | 1,5 | 0,5 1 | 1,5 1,3 | 25 | + / -15 | - | |
| АD9101 | 10 | 18000 4 | 7 нс | 0,25 | +5; -5,2 | 70 | Надшвидкодіючі ПВЗ |
| АD781 | 3 | 0,01 4 | 0,6 3 | 35 | + / -12 | 4 | |
| АD684 | 4 | 1 квітня | 3 січня | 35 | + / -12 | 25 | Зчетвереної |
1. - Схр = 1000 пФ;
2. - До точності 0,1%;
3. - До точності 0,01%;
4. - Вбудований конденсатор зберігання
Пристрої на перемикаються конденсаторах
Останнім часом спостерігається виключно швидке зростання виробництва та застосування МОП-структур, що мають багато переваг перед біполярними схемами. У МОП-структур великий вхідний імпеданс, і вони управляються напругою (на відміну від біполярних схем, керованих по суті струмом). Комплементарні МОП-структури практично не споживають потужності в статичному режимі. Технологія МОП-структур забезпечує велику щільність упаковки, ніж біполярних. Нарешті, ця технологія дозволяє простим способом реалізувати в ІМС конденсатори щодо великої ємності. Такі МОП-конденсатори в поєднанні з МОП-ключами дозволяють замінити резистори в деяких типах ІМС і побудувати аналогові обчислювальні схеми зі значно кращими точносних та експлуатаційними характеристиками. Заміна резисторів конденсаторами, зокрема, дозволяє підвищити точність аналогових та аналого-цифрових пристроїв і зменшити кількість зовнішніх елементів, що підключаються до мікросхеми. У табл. 2 представлені порівняльні характеристики інтегральних резисторів і МОП-конденсаторів.Таблиця 2
| Елемент | Технологія виготовлення | Точність виготовлення,% | Температурний коефіцієнт 10 -6 К -1 | Коефіцієнт впливу напруги 10 -6 У -1 |
| Резистор | Іонна імплантація з шириною 40 мкм | + / -0,12 | 400 | 800 |
| Конденсатор | МОП з товщиною діелектрика 0,1 мкм | + / -0,06 | 26 | 10 |
Розглянемо реалізацію аналогового інтегратора із застосуванням переключна конденсатора. На рис. 3а наведена схема звичайного аналогового інтегратора.
Передавальна функція цієї схеми має вигляд
| , (1) |
| , (2) |
Рис. 3. Схеми інтеграторів: а) - на RC-ланцюга, б) - з комутованим конденсатором
На рис. 3 б показаний інтегратор, в якому резистор R1 імітується за допомогою схеми з перемиканим конденсатором. Цей інтегратор працює наступним чином. Комутатор періодично перемикається з положення 1 в положення 2 і назад з періодом Т. У момент nT конденсатор З 1 заряджається до напруги u вх (nT), тому накопичений на ньому заряд становить З 1 u вх (nT). Після перемикання комутатора з положення 1 в положення 2 в момент nТ + Т / 2 конденсатор З 1 розряджається на вхід ОП з конденсатором З 2 у зворотному зв'язку. Оскільки вхідний диференціальне напруга і вхідні струми ідеального ОУ дорівнюють нулю, конденсатор З 1 розрядиться повністю і його заряд підсумовується із зарядом, накопиченим на конденсаторі С 2. У результаті в останній момент (n +1) Т справедливо наступне рівняння зарядів:
З 2 u вих [(n +1) T] = З 2 u вих (nT) - З 1 u вх (nT). (3)
Тут знак "-" зумовлений негативним зворотним зв'язком. Застосувавши до обох частин рівняння (3) z-перетворення, отримаємо рівняння
zС 2 U вих (z) = С 2 U вих (z) - З 1 U вх (z). (4)
Певна з цього рівняння передавальна функція має вигляд
| , (5) |
| , (6) |
| , (7) |
Застосування інтеграторів з перемикаючимися конденсаторами в ІМС фільтрів замість звичайних інтеграторів дає дві суттєві переваги. По-перше, коефіцієнт передачі інтегратора залежить тільки від відношення двох конденсаторів, а не від їх абсолютних величин. Взагалі кажучи, можна досить просто створити на кремнієвій підкладці ІМС пару будь-яких однотипних узгоджених елементів, в той час як отримання різнотипних елементів (резистора і конденсатора) з точними значеннями і високою стабільністю дуже важко (відмінності температурних коефіцієнтів опору (ТКО) і ємності (ТКЕ) можуть бути значними!). Тому ІМС фільтрів на перемикаються конденсаторах значно дешевше. Наприклад, фільтр нижніх частот 8-го порядку на ІМС МАХ291 (перемикані конденсатори) коштує майже в 5 разів дешевше за аналогічну фільтра на двох ІМС MAX270 (RC-інтегратори).
Друга перевага фільтрів на перемикаються конденсаторах полягає в можливості налаштування їх характеристичної частоти (тобто центральної частоти смугового фільтра або точки -3 дБ фільтра нижніх частот) зміною тільки тактовою частоти. Це пояснюється тим, що характеристична частота фільтра, побудованого на основі методу змінних стану, пропорційна коефіцієнту передачі інтегратора (або, що те ж, оберненопропорційна постійної часу інтегрування). Це дозволяє випускати фільтри 8-го порядку в корпусі з вісьмома висновками без зовнішніх времязадающих елементів (наприклад, MAX291), в той час як ІМС фільтрів з RC-інтеграторами мають значно більше висновків і вимагають підключення значної кількості точних резисторів (наприклад, мікросхема МАХ274 має 24 висновку; її типова схема включення містить 15 зовнішніх резисторів).
Тепер про недоліки фільтрів на перемикаються конденсаторах. Такі фільтри мають два неприємних властивості, які обумовлені присутністю періодичного тактового сигналу. Перше, це наскрізне проходження сигналу тактової частоти, а саме наявність деякого вихідного сигналу (з напругою приблизно від 10 до 25 мВ) з частотою тактового коливання, напруга якого не залежить від прикладається вхідного сигналу. Частіше за все це не має істотного значення, оскільки цей сигнал значно віддалений від смуги, займаної оброблюваним сигналом (зазвичай розробники ІМС задають частоту комутації в 100 разів (рідше в 50 разів) більше характеристичної частоти фільтрів). Якщо ж таке наскрізне проходження тактового сигналу небажано, то для його придушення зазвичай використовують простий ФНЧ першого або другого порядку. До складу ІМС фільтрів на перемикаються конденсаторах зазвичай включають неінвертуючий повторювач, на якому може бути побудований такий фільтр.
Друга проблема більш тонкого властивості пов'язані з накладенням спектрів. Будь-які компоненти вхідного сигналу, які відстоять за частотою від частоти тактового сигналу на величину, відповідну частотах смуги пропускання, не будуть подавлені. Наприклад, при використанні ІМС MAX291 як ФНЧ з частотою зрізу 1 кГц (при тактовій частоті в 100 кГц) всі спектральні компоненти вхідного сигналу в діапазоні від 99 до 101 кГц будуть перетворені в смугу частот від постійного струму до частоти 1 кГц. Тому у випадку, якщо в спектрі вхідного сигналу є помітні компоненти частот, близьких до тактовій частоті, перед входом фільтра слід включити простий попередній фільтр нижніх частот.
Лінійні стабілізатори напруги
Майже будь-яка електронна схема - від простих схем на транзисторах та операційних підсилювачах і до найскладніших цифрових і мікропроцесорних систем - вимагає для своєї роботи одного або декількох стабільних джерел постійного струму. Прості нерегульовані джерела живлення типу "трансформатор - некерований випрямляч - фільтр нижніх частот" у багатьох випадках не годяться, так як їх вихідний напруга залежить від струму навантаження і напруги в мережі. На щастя, легко побудувати джерело стабільного живлення, використовуючи негативний зворотний зв'язок і порівнюючи вихідна напруга з деяким постійним еталонним (опорним) напругою. Такі стабілізовані джерела живлення універсальні і можуть бути виготовлені у вигляді інтегральних мікросхем стабілізаторів напруги.Як правило, регулюючим елементом ІМС стабілізаторів напруги є біполярний або польовий транзистор. Якщо цей транзистор працює в активному режимі, то стабілізатор називають лінійним (безперервним), а якщо регулюючий транзистор працює в ключовому режимі - імпульсним.
Схемотехніка лінійних стабілізаторів напруги
Мікросхеми джерел харчування відносяться до так званих інтелектуальних силовим приладів, тобто до таким, у яких на кристалі крім силових транзисторів розташована більш-менш складна схема управління ними. Принципова труднощі створення таких приладів полягає в тому, що силові транзистори розсіюють значну енергію, викликаючи тим самим нагрів кристала з істотним градієнтом температур. Це різко погіршує стабільність вузлів схеми управління, таких як джерело опорної напруги і диференціальний каскад підсилювача помилки.Монолітний лінійний інтегральний стабілізатор напруги був вперше розроблений Р. Відларом (США) в 1967 році. Ця мікросхема ( А723) містить регулюючий транзистор, що включається послідовно між джерелом нестабілізованого напруги і навантаженням, підсилювач помилки і термокомпенсірованний джерело опорної напруги. Схема виявилася настільки вдалою, що на початку 70-х років випуск її доходив до 2 млн. штук на місяць! За масовості застосування серед аналогових ІМС лінійні інтегральні стабілізатори напруги стоять на другому місці після операційних підсилювачів.
Література
1. Лідовскій В.І. Теорія інформації. - М., «Вища школа»,
2. Метрологія та радіовимірювань в телекомунікаційних системах. Підручник для ВУЗів. / В.І. Нефедов, В.І. Халкин, Є.В. Федоров та ін - М.: Вища школа,
3. Цапенко М.П. Вимірювальні інформаційні системи. -. - М.: Енергоатом издат, 2005. - 440 с.
4. Зюко А.Г., Кловський Д.Д., Назаров М.В., Фінк Л.М. Теорія передачі сигналів. М: Радіо і зв'язок,
5. Б. Скляр. Цифрова зв'язок. Теоретичні основи та практичне застосування. Вид. 2-е, испр.: Пер. з англ. - М.: Видавничий дім «Вільямс»,