Лінзова антена РЛС і ППФ

[ виправити ] текст може містити помилки, будь ласка перевіряйте перш ніж використовувати.

скачати

Федеральне агентство з освіти
МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ УНІВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛІННЯ ТА РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ
(ТУСУР)

Кафедра телебачення та управління
(ТУ)
АНТЕНА РЛС І ППФ
Пояснювальна записка до курсової роботи з дисципліни
«Антени та пристрої НВЧ»
Студент гр.
______
"__"______
Викладач:
_____.
"__"______.

Зміст
1 Вступ ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... .. 5
2 Основна частина ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .6
2.1 Огляд по РЛС ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... 6
2.2 Призначення і принцип дії лінзових антен ... ... ... ... ... ... ... .7
2.3 Вибір розмірів лінзи ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... 9
2.4 Розрахунок опромінювача ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .11
2.5 Розрахунок діаграми спрямованості і коефіцієнта посилення ... .. 14
2.5.1 Діаграма спрямованості в горизонтальній площині ... ... ... .14
2.5.2 Діаграма спрямованості у вертикальній площині ... ... ... ... 15
2.5.3 Коефіцієнт спрямованої дії (КНД) ... ... ... ... ... ... .. ... 18
2.6 Розрахунок яке живить хвилеводу ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 20
2.7 Розрахунок дальності зв'язку з урахуванням атмосфери ... ... ... ... ... ... ... ... .... 22
2.8 Розрахунок ППФ та його АЧХ ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .... 23
2.8.1 Розрахунок низькочастотного фільтра прототипу ... ... ... ... ... ... ... ... .. 23
2.8.2 Розрахунок ППФ ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... ... ... ..... 26
2.8.3 Реалізація ППФ ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .... 27
2.8.4 Розрахунок АЧХ ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ..... 29
3 Висновок ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ........ 31
Список використаних джерел ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 32

1 Введення
Невід'ємними складовими частинами сучасних радіотехнічних засобів є антенні системи та обслуговуючі їх тракти НВЧ.
До антен сучасних радіосистем пред'являють багато вимог, серед яких вирішальне значення мають два. Перша вимога - спрямованість дії, тобто розподіл електромагнітної потужності в просторі за певним законом. Друга вимога - випромінювання або радіоприймача повинні супроводжуватися мінімальними втратами електромагнітної потужності на нагрівання провідників і діелектриків антени, тобто антена повинна мати високий ККД.
Мета даної курсової роботи є систематизація знань, отриманих при вивченні дисциплін «Антени та пристрої НВЧ» і «Поширення радіохвиль». Для чого необхідно розрахувати лінзові антени, досліджувати її, і спроектувати смуговий фільтр.

2 Основна частина
2.1 Огляд по РЛС
Радіолокація (від радіо ... і лат. Locatio - розміщення, розташування), галузь науки і техніки, предметом якої є спостереження радіотехнічними методами (радіолокаційне спостереження) різних об'єктів (цілей) - їх виявлення, розпізнавання, вимір їх координат (визначення місця розташування) і похідних координат та визначення ін характеристик. Під радіолокацією розуміють також сам процес радіолокаційного спостереження (локації) об'єктів. Завдання радіолокації вирішуються за допомогою окремих радіолокаційних станцій (РЛС) і складних радіолокаційних систем. Радіолокація - одне з найважливіших напрямків сучасної радіоелектроніки.
Для радіолокаційного спостереження використовують: луна-сигнали, що утворюються в результаті відображення радіохвиль від об'єкта, опроміненого РЛС; сигнали РЛС, перевипромінює ретранслює пристроєм, що знаходиться на об'єкті, місце розташування якого визначається; власне радіовипромінювання об'єкта - випромінювання радіопристроїв, що знаходяться на об'єкті, або теплове випромінювання самого об'єкта, що визначається його температурою (пасивна радіолокація). Так, в наземних РЛС виявлення повітряних цілей, очікуваних на деякій висоті, для раціонального використання потужності, випромінюваної антеною, вибирають антени з такою діаграмою спрямованості, щоб у всьому робочому секторі забезпечувалося сталість сигналів, що приймаються незалежно від дальності.
У радіолокації вимірюють відстань до об'єкта, напрямок приходу сигналів (пеленгація), радіальну і кутову швидкості руху об'єкта і т.д. Радіолокаційне спостереження об'єктів дозволяє також виявляти їх багато характерних особливостей, наприклад, визначати параметри льодового покриву водної поверхні, вологовміст атмосфери, розміри і конфігурацію об'єкта і т.п. Дані вимірювань можуть бути дискретними (виробленими через певні інтервали часу) або безперервними.
За допомогою радіолокаторів виявляються хмари, опади, області підвищених градієнтів температури і вологості, іонізовані сліди молніевих розрядів і ін З радіолокаційних спостережень отримують інформацію про просторове положення, переміщенні, структурі, формі і розмірах об'єктів, що виявляються, а також їх фізичних властивостях.
Поява і розвиток радіолокації
Явище відображення радіохвиль спостерігав ще Г. Герц в 1886 - 89. Вплив корабля, що перетинає трасу радіохвиль, на силу сигналу зареєстрував А. С. Попов в 1897. Вперше ідея виявлення корабля за відбитим від нього радіохвилях була чітко сформульована в авторській заявці німецького інженера К. Хюльсмайера (1904), яка мала також докладний опис пристрої для її реалізації.
Інтерференцію незатухаючих радіохвиль, що приходять до приймача двома шляхами - від передавача і, після відбиття, від рухомого судна, - вперше спостерігали американський інженер А. Тейлор і Л. Юнг в 1922, а інтерференцію при відображенні радіохвиль від літака - американський інженер Б. Тревор і П. Картер у 1932.
У СРСР роботи з радіолокації були розгорнуті з 1933 за ініціативою М. М. Лобанова, під керівництвом Ю. К. Коровіна і П. К. Ощепкова. Перші практично використовувалися РЛС, дію яких було засновано на появі биття при перетині літаком лінії передавач - приймач, розроблені під керівництвом Д. С. Стогова в 1938. Імпульсний метод Р. розроблений в 1937 в Ленінградському фізико-технічному інституті під керівництвом Ю. Б. Кобзарева.
Подальший розвиток радіолокації, її впровадження в різні види озброєння і народне господарство пов'язані з освоєнням діапазону СВЧ, удосконаленням методів радіолокації, впровадженням обчислювальної техніки та використанням досягнень суміжних наук. Особливе значення мала розробка радіолокаційних вимірювальних пристроїв для зенітної і корабельної артилерії. Поява і застосування протирадіолокацій коштів - пасивних і активних перешкод, захисних покриттів, викликали необхідність розробки спеціальних протизавадний методів і пристроїв.
Поява (у 50 - 60-х рр..) Ракетної і космічної техніки ускладнило і розширило завдання радіолокації. Створення ракет і космічних літальних апаратів (КЛА) зажадало точного вимірювання траєкторії і параметрів їх руху з метою управління ними, прогнозування траєкторії точної посадки КЛА на Землю й інші планети, точної географічної прив'язки кількісних результатів наукових вимірювань, даних метеорологічної обстановки, фотознімків і т. п. до координат КЛА, вимірювання взаємного положення КЛА. Одне з досягнень радіолокації - рішення завдання пошуку та зближення двох КЛА, включаючи їх автоматичну стиковку.
Важлива область застосування радіолокації - планетна радіолокація, що дозволила шляхом прийому радіосигналів, відбитих від планет, з великою точністю виміряти відстань до них і тим самим знизити похибку у визначенні основної астрономічної одиниці, уточнити параметри орбіт планет, визначити період обертання планет і здійснити радіолокаційне спостереження рельєфу поверхні планет.
При створенні систем протиракетної оборони (ПРО) радіолокація повинна вирішувати складні завдання, пов'язані зі знищенням ракет супротивника, в тому числі з виявленням і супроводом ракет і наведенням на них протиракет.

2.2 Призначення і принцип дії лінзових антен
Линзовой антеною називають сукупність електромагнітної лінзи і опромінювача. Вони відносяться до антен оптичного типу і використовуються, як правило, в діапазоні сантиметрових і дециметрових хвиль для створення досить вузьких діаграм спрямованості. У деяких випадках лінзова антена може використовуватися як допоміжний елемент будь-якої антени, що поліпшує її характеристики (наприклад, для вирівнювання фази в розкриві рупорної антени). Лінзова антена являє собою прозоре для радіохвиль обмежене зазвичай двома поверхнями тіло, коефіцієнт заломлення якого відмінний від коефіцієнта заломлення навколишнього середовища [1].
Призначення лінзи полягає в тому, щоб трансформувати відповідним чином фронт хвилі, створюваний опромінювачем. Змінюючи форму хвильової поверхні, лінза тим самим формує деяку діаграму спрямованості.
Принципово лінзові антени можна використовувати для формування різних діаграм спрямованості. Однак на практиці лінзові антени подібно оптичним лінзам застосовуються, головним чином, для перетворення розбіжного пучка променів в паралельний, тобто для перетворення криволінійної (сферичної або циліндричної) хвильової поверхні.
Як відомо, плоский фронт хвилі при його достатній площі забезпечує гостру спрямованість випромінювання. За допомогою лінзових антен можна одержати діаграму спрямованості з кутом розчину всього лише в декілька кутових хвилин.
Принцип дії лінзи заснований на тому, що лінза представляє собою середовище, в якому фазова швидкість поширення електромагнітних хвиль або більше швидкості світла ( ), Або менше її ( ). Відповідно до цього лінзи поділяються на прискорюють ( ) І сповільнюють ( ).

Малюнок 2.1 - Увігнутий профіль прискорювальної лінзи

Малюнок 2.2 - Опуклий профіль сповільнює лінзи
У прискорюють лінзах вирівнювання фазового фронту хвилі (пунктирні лінії на малюнках 2.1 і 2.2) відбувається за рахунок того, що ділянки хвильової поверхні частину свого шляху проходять в лінзі з підвищеною фазовою швидкістю. Ці ділянки шляху різні для різних променів. Чим сильніше промінь відхилений від осі лінзи, тим більшу ділянку шляху він проходить з підвищеною фазовою швидкістю усередині лінзи. Таким чином, профіль прискорювальної лінзи повинен бути увігнутим (рисунок 2.1).
У уповільнюють лінзах, навпаки, вирівнювання фазового фронту відбувається не за рахунок прискорення руху периферійних ділянок хвильової поверхні, а за рахунок уповільнення руху середини цієї поверхні. Отже, профіль сповільнює лінзи повинен бути опуклим (рисунок 2.2) [2].

2.3 Вибір розмірів лінзи
У ряді випадків потрібно забезпечити хитання головного пелюстка діаграми спрямованості у широкому куті (порядку декількох десятків градусів). Для цієї мети можна переміщати всю лінзові антени на необхідні кути. Однак цей спосіб в більшості випадків непридатний через великих розмірів і ваги антени. Більш бажаним є хитання діаграми спрямованості за допомогою зміщення опромінювача при нерухомій лінзі.
Зміщення опромінювача з фокусу в напрямку, перпендикулярному осі лінзи, викликає відхилення головного пелюстка діаграми спрямованості у бік, протилежний напрямку зміщення опромінювача. Однак у звичайних лінзах таке відхилення без спотворення форми діаграми спрямованості можливо тільки в межах малого кута (приблизно рівного подвоєною ширині діаграми спрямованості лінзи). При значному зсуві опромінювача діаграма спрямованості, відхиляючись на великий кут, разом з тим спотворюється. Для того щоб ці спотворення були мінімальними, застосовуються спеціальні лінзи, однією з яких і є циліндрична лінза Люнеберга.
Циліндрична лінза, запропонована в 1944 р. Люнебергом, являє собою варіант неоднорідною лінзи, що дозволяє здійснити неспотворене хитання променя на будь-який кут. Вона складається з двох круглих металевих пластин, що утворюють основи циліндра, простір між якими заповнюється діелектриком [2].
На малюнку 2.3 представлений ескіз циліндричної лінзи Люнеберга

Малюнок 2.3 - Ескіз циліндричної лінзи Люнеберга
На малюнку 2.4 зображено подовжній перетин одного із зразків лінзи

Малюнок 2.4 - Поздовжнє перетин лінзи
З умови отримання зазначеної на проектування ширини діаграми спрямованості в горизонтальній площині обчислимо ширину лінзи за формулою:
,
де - Ширина ДН за рівнем 0.5 в площині направляючої;
м - робоча довжина хвилі.
м
Коефіцієнт заломлення лінзи обчислимо наступним чином
,
де - Коефіцієнт заломлення діелектрика;
- Відстань між пластинами.
Коефіцієнт заломлення визначається матеріалом, з якого виготовлена ​​лінза. Для лінз з природного діелектрика він звичайно дорівнює [1].
Таким чином,
м

2.4 Розрахунок опромінювача
Будь-яка лінзова антена складається з двох основних частин: опромінювача і власне лінзи. Опромінювачем може бути будь-який односпрямований випромінювач. Важливо, щоб більша частина енергії випромінювання потрапляла на лінзу, а не розвіювався в інших напрямках. Так як опромінювач є найважливішим елементом линзовой антени, в значній мірі визначає її параметри, то розрахунок зазвичай починається з вибору опромінювача. Основними критеріями для його вибору є робоча довжина хвилі, вимоги до діапазону, тип фідера, величина потужності, що підводиться.
Опромінювачі у вигляді відкритого кінця хвилеводу або рупора зручно використовувати при великих потужностях випромінювання. Вони мають також гарними діапазонними властивостями. Проте відкритий кінець прямокутного хвилеводу володіє різними діаграмами спрямованості у площинах E і Н. Від цього недоліку вільні рупорні опромінювачі, де є можливість майже незалежного регулювання діаграм спрямованості у площинах Е і Н шляхом підбору розмірів розкриву рупора і , Який представлений на малюнку 2.5 [3].

Малюнок 2.5 - рупорний опромінювач
Діаграму спрямованості невеликого рупора можна розрахувати за допомогою наступних наближених співвідношень:
(2.1)
де , - Нормовані діаграми спрямованості по напруженості поля в площинах Е і Н відповідно;
- Кут, відлічуваний від напрямку максимуму діаграми спрямованості;
- Розмір розкриву рупора в площині Н;
- Розмір розкриву рупора в площині E;

Шляхом розрахунку визначаються розміри розкриву рупора і , При яких на краю розкриву лінзи поле слабшає приблизно на 10 дБ у порівнянні з полем у її центрі. Іншими словами, напруженість поля край розкриву становить приблизно 0.316 від напруженості поля в центрі розкриву. Таким чином, для більшості опромінювачів антена виходить оптимальної, коли рівень опромінення краю лінзи на 10 дБ нижче рівня опромінення її центру і діаграма спрямованості опромінювача повинна задовольняти соотношеніію:
(2.2)
де - Кут розкриття.
Після вибору опромінювача слід знайти співвідношення між радіусом лінзи та фокусною відстанню за допомогою наступного виразу

Для того щоб визначити кут розкриття необхідно спочатку задатися співвідношенням в межах . Виберемо його рівним 0.7 і визначимо кут розкриття
,
Далі, користуючись наближеними співвідношеннями (2.1), знайдемо розміри і , Що задовольняють співвідношенню (2.2).


Таким чином, ,
Нормовані діаграми спрямованості рупорного опромінювача в площинах E і H представлені на малюнках 2.6 та 2.7, які розраховані і побудовані за допомогою наближених співвідношень 2.1.3

Малюнок 2.6 - Діаграми спрямованості опромінювача в площинах E і H

Малюнок 2.7 - Діаграми спрямованості опромінювача в полярній
системі координат

2.5 Розрахунок діаграми спрямованості і коефіцієнта посилення
2.5.1 Діаграма спрямованості в горизонтальній площині
Діаграма спрямованості антени - це залежність інтенсивності електромагнітного поля, випромінюваного антеною, або його окремих компонент від кутових координат у просторі.
Розподіл амплітуд поля для циліндричної лінзи Люнеберга в площині пластин можна знайти за такою формулою:
, (2.3)
де - ДН опромінювача;
Знаючи амплітудне розподіл поля для лінзи, можна знайти вираз діаграми спрямованості

На малюнках 2.8 і 2.9 представлена ​​нормована діаграма спрямованості антени в горизонтальній площині в декартовій та полярній системах координат

Малюнок 2.8 - Нормована діаграма спрямованості антени в горизонтальній площині в декартовій системі координат

Малюнок 2.9 - Нормована діаграма спрямованості антени в горизонтальній площині в полярній системі координат

2.5.2 Діаграма спрямованості у вертикальній площині
Для розрахунку ДН в площині, перпендикулярної пластин, можна скористатися формулою:
,
де - Амплітудне розподіл уздовж осі z від центру лінзи ( ) До центру розкриву ( , ). Воно виявляється таким самим, як і на половині розкриву вздовж осі x, і визначається виразом (2.3), де слід покласти . Розподіл фази описується виразом:

На малюнках 2.10 і 2.11 представлена ​​нормована діаграма спрямованості антени у вертикальній площині в декартовій та полярній системах координат

Малюнок 2.10 - Нормована діаграма спрямованості антени у вертикальній площині в декартовій системі координат

Малюнок 2.11 - Нормована діаграма спрямованості антени у вертикальній площині в полярній системі координат

Малюнок 2.12 - Нормовані діаграми спрямованості антени в горизонтальній і вертикальній площині в декартовій системі координат

Малюнок 2.13 - Нормовані діаграми спрямованості антени в горизонтальній і вертикальній площині в полярній системі координат
2.5.3 Коефіцієнт спрямованої дії (КНД)
КНД характеризує здатність антени концентрувати випромінювання електромагнітне поле в будь-якому певному напрямку. Це поняття було введено в 1929 році А. А. Пістолькорс. КНД - це число, що показує, у скільки разів довелося б збільшити потужність випромінювання антени при переході від направленої до не спрямованої за умови збереження однакової напруженості поля в місці прийому (за інших рівних умов):
,
де - Потужність випромінювання ненаправленной антени;
- Потужність випромінювання спрямованої антени;
За ненаправлену антену приймають антену, що випромінює рівномірно в усі сторони (так званий ізотропний випромінювач).
Оточимо антену сферою досить великого радіуса так, щоб напруженість поля на поверхні цієї сфери можна було розраховувати як для дальньої зони. Потік потужності через елемент поверхні сфери:
,
де - Модуль значення напруженості галявина елементі ;
- Щільність потоку потужності у вільному просторі.
Потужність випромінювання для будь-якої антени може бути визначена як потік потужності через всю поверхню S сфери, навколишнього антену, тобто як

Для ненаправленной антени незалежно від напрямку і потужність випромінювання
,
де - Площа сфери радіусом .
Напруженість поля, створюваного спрямованої антеною,
,
де - Напруженість поля в напрямку максимуму випромінювання антени;
- Нормована діаграма спрямованості.
Враховуючи, що площа елемента сферичної поверхні , Отримуємо вираз потужності випромінювання для спрямованої антени

Таким чином, [2]
З даного вище визначення КНД випливає, що напруженість поля ненаправленной антени дорівнює напруженості поля в напрямку максимуму спрямованої антени, тобто що . Отже,
;
Визначимо КНД для кожної площині, а потім візьмемо середнє геометричне:
- В горизонтальній площині;
- У вертикальній площині;
.
Коефіцієнт спрямованої дії не враховує втрат енергії, що підводиться в провідниках антени, в ізоляторах, у навколишніх антену предметах і в землі. У зв'язку з цим вводиться параметр, що враховує ці втрати, званий коефіцієнтом посилення (КУ) антени.
КНД і КУ пов'язані через ККД наступним співвідношенням:

ККД лінзи, що враховує втрати в діелектрику, визначиться за формулою:
,
де - Коефіцієнт загасання;
- Ширина лінзи;
- Тангенс кута діелектричних втрат.

Таким чином, ККД та КУ лінзи рівні


2.6 Розрахунок яке живить хвилеводу
У техніці НВЧ в якості каналізують пристроїв широке застосування знаходять різні типи хвилеводів. Найбільш поширеними серед них є хвилеводи прямокутного і круглого перерізів. Однак хвилеводи можуть бути використані не тільки для каналізації електромагнітної енергії, але і для її випромінювання.
Основним типом хвилі в прямокутному хвилеводі є хвиля , Структура якої представлена ​​на малюнку 2.14

Малюнок 2.14 - Структура поля в хвилеводі при хвилі типу
Для прямокутного хвилеводу з хвилею розміри перерізу визначаються нерівностями ; . Зазвичай беруть ; [1]
;
Прямокутні хвилеводи з хвилею типу стандартизовані. Розміри стандартного хвилеводу мм

Критична довжина хвилі у прямокутному хвилеводі розраховуються за формулою:

м;
м
Зондовий перехід, схема якого представлена ​​на малюнку 2.15, по суті являє собою несиметричну антену (передавальну або прийомну в залежності від напрямку поширення хвилі).

Малюнок 2.15 - Зондовий перехід від коаксіального кабелю
до прямокутного хвилеводу
Розрахунок зонда ведеться з умови його узгодження з коаксіальної лінією і хвилеводом. Для цього скористаємося системою рівнянь:
(2.4)

де , - Розміри хвилеводу;
, визначають положення зонда в хвилеводі;
- Його довжина;
Ом - хвильовий опір кабелю;
- Хвильовий опір зонда;
, Де - Радіус дроту зонда.
Зазвичай діаметр зонда беруть ; Висоту зонда беруть , А . Визначенню в цьому випадку підлягає , Величину якого можна знайти з рівнянь (2.4) [1].
м;
Ом;
см;
см;

см.
2.7 Розрахунок дальності зв'язку з урахуванням атмосфери
У радіолокаторах прийомна й передавальна антени зазвичай суміщені. У момент випромінювання приймач відключений від антени. У проміжках між випромінюваннями передавач відключений від антени, а приймач підключений до неї. Відбувається прийом відбитих сигналів. У цьому випадку
(2.5)
Формула (2.5) називається рівнянням радіолокації [8].
Рівняння радіолокації встановлює зв'язок потужності , Що надходить на вхід приймача РЛС, з потужністю передавача , Що відбивають властивостями об'єкта і дальністю до нього , Властивостями реальної траси поширення радіохвиль , Довжиною хвилі і параметрами антеною системи .
Множник , Що враховує вплив атмосфери і земної поверхні на поширення радіохвиль, пов'язаний з множником ослаблення наступним співвідношенням:
,
де
Прийнята потужність з урахуванням впливу атмосфери
Вт
Таким чином,
км

2.8 Розрахунок ППФ та його АЧХ
Фільтри НВЧ застосовують для частотної селекції сигналів, узгодження комплексних навантажень, в ланцюгах затримки і як уповільнюють систем.
Фільтри є зазвичай пасивними взаємними пристроями і характеризуються частотною залежністю внесеного в тракт загасання. Смуга частот з малим загасанням називається смугою пропускання, а смуга частот з великим загасанням - смугою загородження. За взаємною розташуванню смуги пропускання і загородження прийнято виділяти такі типи фільтрів: фільтр нижніх частот (ФНЧ), що пропускають сигнали нижче заданої граничної частоти і пригнічують сигнали з частотами вище граничної; фільтри верхніх частот (ФВЧ), пропускають сигнали на частотах вище заданої і пригнічують сигнали інших частот; смугово-пропускні (смугові) фільтри (ППФ), пропускають сигнали в межах заданої смуги частот і пригнічують сигнали поза цією смуги, смугасто-загороджувальному (режекторние) фільтри (ПЗФ), що пригнічують сигнали в межах заданої смуги частот і пропускають сигнали поза цієї смуги.
Частотна характеристика кожного фільтру має перехідну область між смугою пропускання і смугою загородження, тобто між частотами і . У цій області загасання змінюється від максимального значення до мінімального. Зазвичай намагаються зменшити цю область, що призводить до ускладнення фільтра, збільшення числа його ланок. При проектуванні фільтрів, як правило, задаються наступні характеристики: смуга пропускання, смуга загородження, середня частота, загасання в смузі пропускання, затухання в смузі загородження, крутість зміни загасання в перехідній області, рівень узгодження по входу і виходу, характеристики лінії передачі, в яку включається фільтр, тип лінії передачі. Іноді обумовлюються фазові характеристики фільтра [6].
У цій роботі необхідно розрахувати ППФ, використовуючи наступні дані: МГц, дБ, МГц, дБ.
2.8.1 Розрахунок низькочастотного фільтра прототипу
В даний час найбільш поширеною методикою розрахунку фільтрів НВЧ є методика, згідно з якою спочатку розраховується низькочастотний фільтр-прототип. Перебування параметрів схеми фільтра-прототипу за заданою частотній характеристиці фільтра є завданням параметричного синтезу. Для спільності результатів всі величини нормуються. Опору навантаження і генератора приймаються рівними одиниці. Поряд з нормуваннями з опору проводиться нормировка за частотою, наприклад гранична частота смуги пропускання фільтра приймається рівною одиниці. Таким чином, розрахунок фільтра НВЧ зводиться до синтезу схеми низькочастотного прототипу і заміні елементів із зосередженими параметрами їх еквівалентами з розподіленими параметрами.
Для апроксимації частотних характеристик застосовується ряд функцій, які відповідають умовам фізичної реалізованості фільтрів. Найбільш поширеними є максимально плоска і равноволновая апроксимації, що використовують поліноми Баттерворта і Чебишева відповідно.
Розрахуємо фільтр з максимально плоскою характеристикою загасання. Вона монотонно зростає при підвищенні частоти:
,
де - Число ланок фільтра прототипу;
- Нормована частота;
- Коефіцієнт пульсацій;
- Гранична частота смуги пропускання;
- Затухання на частоті
Максимально плоска характеристика загасання фільтра - прототипу нижніх частот представлена ​​на малюнку 2.16

L, дБ
W
L З
L П
W
W П
W З


Малюнок 2.16 - Максимально плоска характеристика загасання фільтра - прототипу нижніх частот
Кількість ланок фільтра прототипу може бути знайдено з вимог до АЧХ фільтра. Так, для фільтра з максимально плоскою АЧХ число ланок визначається наступним чином:
,
Візьмемо , Тоді схема фільтру-прототипу нижніх частот буде виглядати наступним чином
Схема фільтра-прототипу нижніх частот представлена ​​на малюнку 2.17

Малюнок 2.18 - Схема фільтра-прототипу нижніх частот
Параметри фільтра з максимально плоскою характеристикою можна розрахувати за наступною формулою:

,
де - Коефіцієнт пульсацій;
Таким чином,
g 0 = 1, g 1 = 0.914, g 2 = 1.829, g 3 = 0.914, g 4 = 1.
Денорміровкі параметрів фільтру проводиться за допомогою співвідношень:
, ,
Тут позначення зі штрихами відносяться до нормованим параметрам фільтра-прототипу, без штрихів - до денормірованним: , , , , .
Оскільки майбутній фільтр будемо ставити в коаксіальний тракт передачі, то Му, тоді


2.8.2 Розрахунок ППФ
Для проектування ППФ скористаємося фільтром-прототипом нижніх частот і реактансним перетворенням частоти:

де - Центральна частота ППФ;
;
- Смуга пропускання ППФ [6].
Будь-яка індуктивність у фільтрі-прототипі з одиничною граничною частотою після виконання частотного перетворення трансформуються в послідовний контур з параметрами:

Одночасно будь-яка ємність у фільтрі-прототипі перетворюється в паралельний коливальний контур з параметрами:

Еквівалентна схема ППФ представлена ​​на малюнку 2.19

Малюнок 2.19 - Еквівалентна схема ППФ
Таким чином,



2.8.3 Реалізація ППФ
За способом реалізації ППФ можна розділити на наступні типи: на одиночній МПЛ з зазорами; на паралельних пов'язаних півхвильових резонаторах; на зустрічних стержнях; з паралельними і послідовними чвертьхвильові шлейфами довжиною , Де - Довжина хвилі в лінії, відповідна середній частоті смуги пропускання ППФ; з подвійними шлейфами і чвертьхвильові сполучними лініями; на діелектричних резонаторах.
Виконаємо ППФ на мікрополоскових лініях (МПЛ).
Відрізки мікрополоскових ліній виконуються у вигляді тонких шарів металу, нанесених на листи діелектрика (підкладки). Найбільш поширені екрановані несиметричні МПЛ. МПЛ використовуються у всьому діапазоні НВЧ. У порівнянні з порожніми хвилеводами МПЛ мають ряд недоліків - мають більш високі погонні втрати і порівняно низьку передачі потужності. Крім того, відкриті МПЛ випромінюють енергію в простір, через що можуть виникати небажані електромагнітні зв'язку.
Але МПЛ володіють і важливими достоїнствами. Вони мають малі габарити і масу, дешеві у виготовленні, технологічні й зручні для масового виробництва методами інтегральної технології, що дозволяє реалізувати на пластині з металізованого з одного боку діелектрика цілі вузли і функціональні модулі в микрополосковом виконанні [6].
Реалізація послідовних коливальних контурів у МПЛ дуже ускладнена. Разом з тим послідовне включення можна замінити паралельним за допомогою перетворень:
,



Після заміни схема ППФ представлена ​​на малюнку 2.20

Малюнок 2.20 - Схема ППФ після заміни послідовного включення паралельним
Для практичних розрахунків хвильового опору МПЛ часто використовують вираз, отриманий в квазистатическом наближенні:
(2.1)
Точність визначення за цією формулою складає 1% при і 3% при
Довжину хвилі на низьких частотах розрахуємо за допомогою формули, отриманої в квазистатическом наближенні:

де - Довжина хвилі у вільному просторі;
- Ефективна діелектрична проникність лінії.
Ефективна діелектрична проникність може бути обчислена за формулою:
, (2.3)
Мікрополоскових лінію виконаємо на підкладці з діелектричною проникністю . Ставлення візьмемо рівним 1.
Тоді
Ом

см
Так як сполучна лінія Чвертьхвильва, то її довжина дорівнює
мм.
Паралельна індуктивність реалізується у вигляді короткозамкнутого паралельного шлейфу. Реактивний опір такого відрізка лінії визначається за формулою

Тоді довжина шлейфу, а також заміна кожну індуктивність дорівнює



Паралельна ємність реалізується у вигляді паралельного шлейфу разомкнутого на кінці. Реактивний опір такого відрізка лінії визначається за формулою

Тоді довжина шлейфу, а також заміна кожну індуктивність дорівнює



2.8.4 Розрахунок АЧХ
АЧХ фільтра - це є залежність внесеного в тракт загасання від частоти. Знаючи вхідний опір фільтра можна визначити коефіцієнт відбиття
(2.7)
Тоді АЧХ буде мати наступний вигляд:
(2.8)
- Вхідний опір фільтра-прототипу нижніх частот.
Підставляючи в (2.7) і (2.8) отримаємо характеристику загасання, яка представлена ​​на малюнку 2.21

Малюнок 2.21 - Характеристика загасання фільтра-прототипу нижніх частот
Визначимо АЧХ еквівалентної схеми ППФ, яка представлена ​​на малюнку 2.5

де ;
;
.
Характеристика загасання еквівалентної схеми ППФ представлена ​​на малюнку 2.22

Малюнок 2.22 - Характеристика загасання еквівалентної схеми ППФ

3 Висновок
В ході даної курсової роботи була спроектована лінзова антена і смуговий фільтр з наступними характеристиками:
Коефіцієнт корисної дії - 86.5%, КНД - 400, КУ - 346, ширина діаграми спрямованості - , Дальність дії 127км.
Лінзові антени, незважаючи на ряд цінних якостей (можливість отримання високої спрямованості випромінювання при малому рівні побічних пелюсток), поки ще знаходять обмежене застосування. В даний час вони застосовуються, головним чином, у радіорелейних лініях зв'язку. Основною перешкодою до широкого впровадження лінзових антен є їх висока вартість, пов'язана з високою точністю виготовлення, і відносна складність конструкції.
Однак вони становлять великий принциповий інтерес. Не виключена можливість, що надалі вони знайдуть більш широке застосування.

Список використаних джерел
[1] Жук М.С., Молочков Ю.Б. «Проектування лінзових, скануючих, широкодіапазонних антен і фідерних пристроїв» - М.: Енергія, 1973. - 440 с.
[2] Зузенко В.Л., Кислов А.Г., Драбкін А.Л. «Антенно-фідерні пристрої» - М., 1974
[3] Зузенко В.Л., Кислов А.Г., Циган Н.Я. «Розрахунок і проектування антен»
[4] Лавров О.С., Резніков Г. Б. «Антенно-фідерні пристрої» - М.: Радянське радіо, 1974. - 368 с.
[5] Власов В.І. «Проектування високочастотних пристроїв радіолокаційних станцій» - М., 1988
[6] Веселов Г.І. «Мікроелектронні пристрої НВЧ» - М., 1988
[7] Долуханов М.П. «Поширення радіохвиль» - М: Зв'язок, 1965
[8] Красюк Н.П., Димовіч Н.Д. «Електродинаміка та поширення радіохвиль» - М., 1974
Додати в блог або на сайт

Цей текст може містити помилки.

Комунікації, зв'язок, цифрові прилади і радіоелектроніка | Курсова
113.6кб. | скачати


Схожі роботи:
Дзеркальна антена РЛС
Спіральна антена
Антена випромінює
Передавальна система РЛС Канал подсвета передавач підсвітки
Приймальна антена для СТВ
Приймальна антена приладу гідроакустичному зв`язку
Двухзеркальная параболічна антена кругової поляризації по схем
Загальні відомості про виріб 9С467-2 і пов`язаних з ним РЛС і засобів АСУ
Передавальна система РЛС Канал огляду передавач огляду
© Усі права захищені
написати до нас