Підсилювач відтворення електропрогравач

[ виправити ] текст може містити помилки, будь ласка перевіряйте перш ніж використовувати.

скачати

Зміст

Введення

  1. Вибір і обгрунтування структурної схеми

  2. Розрахунок кінцевого каскаду

  3. Розрахунок предоконечного каскаду

  4. Розрахунок нелінійних спотворень

  5. Проміжний підсилювач

  6. Розрахунок регулятора посилення

  7. Розрахунок регулятора тембру

  8. Розрахунок попереднього підсилювача - коректора

Висновок

Список використаної літератури

Додаток

Введення

У цій роботі проектується підсилювач відтворення електропрогравач. Підсилювач відтворення електропрогравач призначений для посилення і частотної корекції сигналу магнітного звукознімача з метою отримання стандартного рівня вихідного сигналу. В даний час електропрогравачі практично не використовуються, на їх зміну прийшли більш сучасні пристрої, такі як аудіо CD, MP 3 програвачі. Замість голки і магнітного звукознімача тепер використовується принцип зчитування інформації з допомогою лазерної головки. Якість відтворення електропрогравач набагато поступається сьогоднішнім аналогам. В основному це пов'язано з вузькою смугою пропускання, великими розмірами пристрою і недовговічністю що зберігається. Для поліпшення якості підсилювача я використовую подвійні операційні підсилювачі, також необхідно прагнути до отримання мінімального рівня власних шумів.

1. Вибір і обгрунтування структурної схеми

Проектування підсилювального пристрою починається зі складання структурної схеми та вибору її елементів виходячи з пред'явлених до підсилювального пристрою вимог. Структурна схема підсилювального пристрою (мал. 1) в загальному випадку містить джерело сигналу і навантаження підсилювача, вхідні і вихідні ланцюги, каскади попереднього підсилення і крайовий каскад, а також ланцюги зворотного зв'язку і джерело живлення. У цій роботі структурна схема складається з джерела сигналу, навантаження, підсилювача - коректора, регулятора тембру і гучності, проміжного підсилювача, підсилювача потужності, ланцюги зворотного зв'язку і джерела живлення.

Рис. 1

Джерело сигналу і навантаження задані. Джерелом сигналу є магнітний звукознімач, а навантаженням підсилювача є звукова колонка із загальним опором 8 Ом. Джерело живлення від мережі 220 В. У ході проектування підсилювача виникла необхідність введення негативного зворотного зв'язку. Негативний зворотний зв'язок служить для зменшення нелінійних спотворень (для зменшення коефіцієнта гармонік).

Всі каскади будуються на основі операційних підсилювачів. Основне призначення ОП - це побудова пристроїв із фіксованим коефіцієнтом підсилення. Для проміжного каскаду вибираємо мікросхему КР1408УД1. Зважаючи на велику коефіцієнта посилення ОУ і включення ЗУ зі зворотним зв'язком, виникає необхідність застосування ланцюгів приватної корекції для усунення самозбудження і компенсації напруги зміщення нуля за допомогою зовнішнього подстроечного резистора.

Регулятор тембру реалізований на базі мікросхеми ОУ К157УД2, що має великий вхідний опір і високий коефіцієнт підсилення. В області середніх частот коефіцієнт передачі по напрузі , Що є перевагою даного типу регулятора тембру.

Регулювання посилення згідно з технічним завданням 30дБ має досить велику глибину регулювання гучності. Для отримання високої лінійності вибираємо схему регулювання гучності на ОУ К157УД2.

Вибираємо бестрансформаторних крайовий каскад, що працює в режимі АВ. Так як у них відсутні вносяться трансформатором частотні, перехідні і нелінійні спотворення, зменшені габарити, маса і вартість каскаду, а також виключаються втрати потужності в трансформаторі і спотворення, викликані відсічкою струму в режимі АВ. У такій схемі використовується симетричне живлення від двох джерел живлення. При цьому по постійному струмі, тобто по відношенню до джерела живлення, транзистори включені послідовно, а по змінному струмі - паралельно. Виконання схеми на комплементарних транзисторах, тобто двох транзисторах різної провідності, дозволяє обійтися без інверсного каскаду. При порушенні каскаду однофазним напругою інверсія здійснюється за рахунок різного типу провідності транзисторів, так як сигнал, що відкриває транзистор n - p - n, буде закривати транзистор типу p - n - p. Транзистори працюють поперемінно, кожен протягом одного напівперіоду, що відповідає двотактному режиму АВ.

2. Розрахунок кінцевого каскаду

При розрахунку кінцевого каскаду основними вихідними величинами є потужність підсилювача , Опір його навантаження , Нижня і верхня робочі частоти і , Коефіцієнт гармонік . Задана потужність у навантаженні забезпечується вибором напруги джерела живлення і типом кінцевих транзисторів.

1) Розраховуємо необхідне значення напруги джерела живлення, задаючись величиною коефіцієнта використання напруги і :

2) Розрахунок амплітуди колекторного струму і напруги на навантаженні:

3) Постійне і змінну напругу у вихідному ланцюзі каскаду створюють максимальна напруга між колектором і емітером:

4) Максимальна потужність, що розсіюється на колекторі одного транзистора в режимі Б, дорівнює

Гранична частота кінцевих транзисторів повинна бути в 2 ... 3 рази вище верхньої робочої частоти, тобто

За розрахованими даними вибираємо комплементарную пару транзисторів VT 3, VT 4. При цьому розраховані дані не повинні перевищувати відповідних максимально допустимих даних обраного типу транзистора.

З довідника також знаходимо і характеристики вибраних транзисторів. КТ-817 Б - n - p - n провідність

КТ-816 Б - p - n - p провідність

5) На вихідних характеристиках транзисторів проводимо навантажувальну пряму через точки:

і

За площею трикутника зі сторонами визначаємо фактично віддається кінцевими транзисторами потужність:

Тобто задана потужність в навантаженні забезпечується.

Уточнюємо фактичний коефіцієнт використання напруги:

Для кожного транзистора по вихідних характеристиках визначаємо амплітуду базового струму , Відповідну амплітуді .

КТ 816 Б: 40 мА

КТ 817 Б: 80 мА

3. Вибір предоконечного транзисторів

Амплітуда змінної складової струму колектора предоконечного транзисторів:

КТ 816 Б:

КТ 817 Б:

Виберемо

Для того, щоб отримати достатньо низький рівень перехідних спотворень, вибираємо найменшу допустиму величину струму спокою:

Тоді опору резисторів R 20 і R 21 будуть рівні (падіння напруги на резисторах R 20 і R 21 порядку 0,4 В):

Потужність, що розсіюється на кожному предоконечного транзисторі при відсутності сигналу, дорівнює . Так як базовий ланцюг кінцевих транзисторів споживає потужність , То предоконечного транзистори з урахуванням втрат в резисторах R 20 і R 21 повинні віддавати потужність , Що призводить до додаткового розсіювання потужності . У результаті предоконечного транзистори вибираємо за величиною максимальної розсіюваною потужності:

Крім того, при виборі транзисторів враховуємо величини і .

За розрахованими даними вибираємо комплементарную пару транзисторів VT 1 і VT 2 з ідентичними характеристиками:

КТ 814 А - p - n - p провідність

КТ 815 А - n - p - n провідність

Визначивши за довідником величину , Розраховуємо струми базового ланцюга:

За вхідним характеристиках для транзисторів VT 1 і VT 2 визначаємо величини , , і .

Знаходимо напругу зсуву між базами транзисторів VT 1 і VT 2:

,

де

Напруга зсуву забезпечується діодами. Для того щоб при максимальному вхідному сигналі діоди не закривалися, вибираємо струм зміщення:

Для забезпечення малого значення струму спокою транзисторів між базами транзисторів VT 1 і VT 2 слід докласти постійна напруга . Це досягається за допомогою діодів, встановлених в ланцюзі управління бази VT 1 і VT 2. Резистори R 22 і R 23 задають необхідний струм зміщення.

За статичними характеристиками обраного типу діода знаходимо відповідне току напруга на діоді. Зіставляючи останню величину з напругою , Визначаємо необхідну кількість діодів, нам необхідно 2 діоди.

Вибираємо діоди типу Д9Е.

Виберемо R 22 = R 23 = 2 кОм

4. Розрахунок нелінійних спотворень

Для визначення нелінійних спотворень кінцевого каскаду необхідно побудувати наскрізну динамічну характеристику, яка встановлює залежність струму в навантаженні від вхідної напруги каскаду , Т. е. . Зазвичай спочатку будується наскрізна характеристика лише для одного плеча, а потім з урахуванням можливої ​​асиметрії плечей будується характеристика для каскаду в цілому. Пов'язано це з тим, що досить велика глибина зворотного зв'язку в таких схемах ефективно нівелює малі розбіжності в дійсній формі характеристик плечей. З урахуванням властивою емітерного повторювача зворотного зв'язку вхідна напруга:

Для побудови наскрізної характеристики одного плеча достатньо трьох точок. Перша точка відповідає току і вхідній напрузі:

Для другої точки може бути вибране значення струму . По вихідних характеристиках кінцевого транзистора визначаємо струм , А за вхідними характеристиками - напруга .

Третя точка відповідає значенням струму

і .

1)

Для КТ816Б:

КТ817Б:

2)

КТ816Б:

КТ817Б:

3)

КТ816Б:

КТ817Б:

По трьох точках будуємо наскрізну характеристику для одного плеча. Струм відповідає амплітуді вхідного сигналу:

Значення струмів є вихідними для визначення наскрізної динамічної характеристики.

Так як параметри кінцевих транзисторів відрізняються не більше ніж на %, То при визначенні наскрізний динамічної характеристики каскаду в цілому слід приймати коефіцієнт асиметрії b = 0,15

Розрахуємо коефіцієнт гармонік методом п'яти ординат. Для цього, п'ять значень струму, необхідних для розрахунку за методом п'яти ординат, визначаються виходячи з струмів плеча на основі таких висловлювань:

Середні значення струму і амплітуди струмів гармонік виходять з наступних виразів:

Виконаємо перевірку:

0,23 +2,34 +0,175 +0,07-0,055 = 2,76

Коефіцієнт гармонійних нелінійних спотворень (або коефіцієнт гармонік) каскаду визначається з виразу:

Позначимо .

Порівняємо розраховану величину коефіцієнта гармонік із заданою величиною .

Необхідно вжити заходів щодо зниження коефіцієнта гармонік, для цього крайовий каскад спільно з проміжним каскадом охоплюємо негативним зворотним зв'язком.

Визначаємо необхідну глибину зворотного зв'язку:

Виберемо F = 5.

З урахуванням глибокої ООС:

Останній вираз для задовольняє технічним завданням.

5. Проміжний підсилювач

Проміжний підсилювач зібраний на ОП КР1408УД1, який має підвищені вихідні характеристики.

Проміжний підсилювач призначений для узгодження між попередніми каскадами посилення і регуляторів гучності і тембру з підсилювачем потужності. Коефіцієнт посилення проміжного підсилювача повинен забезпечити на вихід амплітуду сигналу не менше величини вхідної напруги предоконечного каскаду. При цьому обидва каскаду охоплені ООС, а проміжний каскад виконаний на ОП у неінвертірующего включенні. Коефіцієнт підсилення по напрузі на середніх частотах дорівнює:

Так як неінвертуючий вхід пов'язаний із загальною шиною резистором балансування R 25, то різниця напруги між входами ОУ буде дорівнює вхідній напрузі зсуву. Більш точне регулювання балансування напруги зміщення на виході кінцевого каскаду виконується за допомогою балансувального резистора R 28 = 10 кОм. Так як вхідний опір ОУ дуже велике 6 МОм, то проміжного підсилювача визначається величиною резистора балансування R 25. При включенні регулятора тембру між вхідними і проміжними підсилювачами величина резистора R 25 вибирається за результатами розрахунку регулятора тембру з умови, щоб характеристики регулятора не спотворювалися через шунтуючого дії цього резистора. Виберемо R 25 = 47 кОм.

Так як крайовий каскад спільно з проміжним каскадом охоплений ООС, то коефіцієнт передачі ланцюга ОС дорівнює:

, Де - Глибина ООС;

- Коефіцієнт передачі по напрузі ланцюга ОС; - Вихідний коефіцієнт передачі по напрузі каскадів, охоплених ОС.

, Де F = 5 знайдено раніше, вибираємо рівним 1,8, менше вибирати небажано, тому що це приводить до зростання вхідного напруги на інвертуючому вході ОП.

При вибираємо R 24 = 100кОм і R 27 = 130кОм.

Для зниження впливу по симетричному джерела живлення роботи підсилювача потужності на вхідні каскади підсилювача, після запіткі проміжного підсилювача знижуємо напругу до . Для цієї мети вибираємо стабілітрони КС515А при цьому струм стабілізації 5мА.

Тоді розраховуємо значення резисторів R 29 і R 30:

Виберемо R 29 = R 30 = 62 0 Ом.

6. Розрахунок регулятора посилення

Схема регуляторів зібрана на двох ОУ мікросхеми К157УД2.

За технічним завданням необхідно забезпечити плавне регулювання підсилення на 30 дБ.

Конденсатори С11 і С10 беремо згідно зі схемою включення мікросхеми К157УД2, візьмемо С11 = С8 = 27 пФ.

Розрахуємо резистор R 19:

7. Розрахунок регулятора тембру

За технічним завданням необхідно забезпечити регулювання тембру на частотах і . Для економії мікросхем скористаємося другим "Укриття" на тому ж корпусі.

У розробляється регуляторі тембру будемо використовувати резистори типу А, з лінійним законом зміни опору при переміщенні движка. В області середніх частот коефіцієнт передачі по напрузі дорівнює одиниці, що є перевагою даного типу регуляторів.

Визначаємо коефіцієнти n і p:

Для гарантованої роботи виберемо n і p з запасом при :

Тепер перевіримо виконання умови відсутності взаємного впливу регуляторів на середніх частотах:

Отже, для заданого діапазону регулювання це вимога виконується.

Для регулювання тембру будемо використовувати змінні резистори R 11 і R 16 опором по 43 кОм.

Виходячи з умови:

Виберемо резистори таким чином, щоб вони не перевищували вхідного опору ОУ 500 кОм, візьмемо R 13 = R 14 = 100 кОм.

Резистори R 10, R 12 і R 15, R 17 розраховуємо за наступними формулами:

Вибираємо: R 10 = R 12 = R 17 = R 15 = 11 кОм.

З наступного співвідношення вибираємо ємності конденсаторів C 12 і С13:

Виберемо С12 = 51 нФ.

Виберемо С13 = 750 пФ.

Далі знаходимо мінімальне вхідний опір розраховується регулятора тембру:

Розрахуємо ємність розділового конденсатора С14:

8. Розрахунок попереднього підсилювача - коректора

Будуємо схему підсилювача-коректора на мікросхемі К157УД2. Ця мікросхема є малошумящей і має мінімальну кількість зовнішніх коригувальних ланцюгів.

Електрична частина магнітного звукознімача включає в себе наступні елементи:

Опір котушки

Індуктивність

Ємність кабелю і власне вхідний імпеданс КК, тобто паралельне з'єднання ємності і опору . Все це в цілому утворює ФНЧ другого порядку з граничною частотою і добротністю:

;

З розрахунків видно, що для максимального необхідно, щоб

У зв'язку зі стандартизацією по вхідному опору підсилювача НЧ вибираємо = R 1 = 51 кОм і = С2 = 82 пФ. Також вважаємо = 0,1 , Тоді гранична частота:

З огляду на те, що в завданні верхня частота смуги пропускання = 16 кГц проводимо перерахунок ємності :

Виберемо = С2 = 68 пФ і розрахуємо з наступного виразу:

Виберемо

;

Виберемо , Розрахований опір відрізняється від стандартної, залишаємо розрахункове значення .

Фільтр верхніх частот першого порядку R 3С5 на частоті 40 Гц:

при С5 = 10 мкФ R3 = 3980 / 0,00001 = 398 Ом

Виберемо R 3 = 390 Ом. Тепер розглянемо ланцюжок R 7С8

Виберемо С8 = 0,1 мкФ, тоді

Виберемо 39 кОм.

Згідно з завданням на весь підсилювач дорівнює 1000 або 60 дБ. Тому вибираємо . Стандартна нормована АЧХ попереднього підсилювача корекції описується виразом:

де мкс, мкс - стандартні значення.

Далі розраховуємо елементи ланцюга зворотного зв'язку коригуючого підсилювача. Представляємо їх також у загальному вигляді згідно з наведеною формулою , Де мкс.

При = 2120 Гц, = 500 Гц, = 40 Гц

Вибираємо R 5 = 23 кОм.

Виберемо R 6 = 290 кОм

Такий розрахунок наближений, тому перевіримо підсилювача коректора на частоті 1 кГц:

Уточнюємо R 3 виходячи з необхідного коефіцієнта посилення :

Виберемо R 3 = 510 Ом

Тоді

Візьмемо R 4 = 2 7 0 Ом.

Висновок

В результаті виконання курсової роботи було виконано проектування підсилювача відтворення електропрогравач.

Була розроблена принципова електрична схема підсилювача відтворення електропрогравач, що задовольняє всім заданим параметрам. Проводився розрахунок каскадів підсилення, регуляторів гучності і тембру, підсилювача потужності.

Застосування мікросхем в підсилювачі-коректорі, регуляторі тембру і в каскаді попереднього посилення дало можливість зменшити кількість елементів схеми. Введення ООС дозволило зменшити нелінійні спотворення до величини, пред'явленої в завданні до даного курсового проекту.

Наявність диференціального каскаду на вході ОП забезпечило високу перешкодозахищеність за рахунок придушення синфазного сигналу. Побудова підсилювального пристрою проводилося згідно з технічним завданням на сучасній елементній базі з застосуванням сучасних операційних підсилювачів, комплементарних транзисторів дозволило одержати досить простий і якісний підсилювач.

Список використаної літератури

1. Аналогові електронні пристрої: Методичні вказівки до курсової роботи / Ряза. радіотехн. ін-т; Сост. Д. І. Попов, Рязань, 1992. 32 с.

2. Регулювання підсилення: Методичні вказівки до курсового проекту / Ряза. радіотехн. ін-т; Сост. В. С. Осокін, Рязань, 1990. 28 с.

3. Регулювання тембру: Методичні вказівки до курсового проекту / Ряза. держ. радіотехн. акад. ; Сост. В. С. Осокін, Рязань, 1993.

4. Транзистори для апаратури широкого застосування: Довідник / К. М. Брежнєва, Є. І. Гантман та ін; Під ред. Б. Л. Перельмана. М.: Радіо і зв'язок, 1981. 656 з.

5. Войшвилло Г. В. Підсилювальні пристрою. М.: Радіо і зв'язок, 1983. 264 с.

6. Довідник. Резистори. В. В. Дубровський, Д. М. Іванов і др.-М.: Радіо і зв'язок, 1991.

7. Довідник по електричних конденсаторів. М. М. Дьяконов, В. І. Карабанов і др.-М.: Радіо і зв'язок, 1983.

Додаток

Зона

Поз.обозначеніе

Найменування

Кількість

Примітка



Мікросхеми




DA1, DA2

K157 УД2

2



DA3

К1408УД1

1



Транзистори




VT1

КТ 818 Б

1



VT2

КТ 819 Б

1



VT3

КТ 815 А

1



VT4

КТ 814А

1



Діоди




Д1, Д2

Д9Е

2



Д3, Д4

КС515А

2




Конденсатори

1



С2

К10-7В-М47-82 пФ 10%

1



С5

К52-1-10 мкФ 10%

1



С6

К10-17 (а)-М750-3000 пФ 10%

1



С7

К10-17 (а)-М1500-0, 011 мкФ 10%

1



С8

К10-17 (а)-Н50-0, 1 мкФ 10%

1



С9, С10, С11

К10-7В-М47-27 пФ 10%

3



С12

К22-5-Н10-0, 051 мкФ 10%

1



С13

К10-7В-М750-750 пФ 10%

1



С14, С15

К10-17 (а)-Н50-0, 36 мкФ 10%

2




Резистори




R1

С1-4-0 ,125-200 кОм 5%

1



R 3

С1-4-0, 125 - 510 Ом 5%

1



R 4

С1-4-0 ,125-2 70 Ом 5%

1



R 5

С1-4-0 ,125-2 2 до Ом 5%

1



R 6

С1-4-0 ,125-300 кОм 5%

1



R 7

С1-4-0 ,125-39 кОм 5%

1



R 8 = R18

С1-4-0 ,125-3, 6 кОм 5%

2



R9

СП3-двадцять третім-0 ,125-100 кОм 5%

1



R 10 = R12 = R15 = R17

С1-4-0, 125 - 11 кОм 5%

4



R11 = R16

СП3-двадцять третім-0, 125 - 43 кОм 5%

2



R13 = R14 = R24

С1-4-0, 125 - 100 кОм 5%

3



R19

С1-4-0, 125 - 3 кОм 5%

1



R20 = R21

МЛТ-2 ,0-68 Ом 5%

2



R 22 = R23

С1-4-0 ,125-2 кОм 5%

2



R25

С1-4-0, 125 - 47 кОм 5%

1



R27

С1-4-0, 125 - 130 кОм 5%

1



R28

СП3-двадцять третім-0, 125 - 10 кОм 5%

1



R29 = R30

С1-4-0, 125 - 620 Ом 5%

2



Додати в блог або на сайт

Цей текст може містити помилки.

Комунікації, зв'язок, цифрові прилади і радіоелектроніка | Курсова
110кб. | скачати


Схожі роботи:
Імпульсний підсилювач
Широкосмуговий підсилювач
Електронний підсилювач 2
Диференціальний підсилювач
Попередній підсилювач
Електронний підсилювач
Селективний підсилювач
Підсилювач коректор
Підсилювач - коректор
© Усі права захищені
написати до нас