Оцінка потенційних значень основних технічних параметрів контрольного відповідача

Оцінка потенційних значень основних технічних параметрів контрольного відповідача

1. Аналіз основних технічних характеристик контрольного відповідача

Технічні характеристики і параметри дають можливість оцінити кількісно і якісно електричні властивості та конструктивні особливості пристрою і, в сукупності, характеризують їх відповідність призначенню. Необхідно відзначити, що ряд характеристик пред'являються до систем вторинної радіолокації не тільки з точки зору технічної доцільності, але і з урахуванням вимог, що встановлюються конвенцією про міжнародну цивільну авіацію.

Основні тактико-технічні характеристики контрольного відповідача СОМ-64К наведені в таблиці 1.

Таблиця 1 Тактико-технічні характеристики контрольного відповідача СОМ-64К

Живлення від мережі 220 В 420 Гц і +27 В

Потужність споживання від 220 В 420 Гц -250 Вт і від мережі +27 В -50 Вт

Аналіз наведених у таблиці 1 основних тактико-технічних характеристики контрольного відповідача СОМ-64К, показує, що кожен з наведених параметрів реалізується за допомогою конкретних пристроїв, що входять в систему в цілому. Наприклад, за реалізацію таких параметрів як: чутливість, проміжна частота, смуга пропускання, динамічний діапазон і деяких інших параметрів відповідає радіоприймальний пристрій контрольного відповідача.

До основних характеристик, за якими формулюються технічні вимоги до приймачів, відносяться чутливість, вибірковість, перешкодозахищеність, рівень сигналу на виході, динамічний діапазон, діапазон частот, що приймаються, стабільність характеристик і споживаної енергії.

Чутливість характеризує здатність приймача виконувати свої функції при слабких вхідних сигналах. Кількісно чутливість оцінюється мінімальним рівнем сигналу, наведеним в антені, при якому забезпечується заданий якість обробки інформації в приймачі. Чим менше рівень сигналу на вході, тим вище чутливість приймача.

У діапазонах довгих, середніх, коротких та ультракоротких хвиль чутливість зазвичай визначається мінімальною ЕРС сигналу в антені Е _{С. МІН,} а прилади для вимірювання чутливості градуюються в одиницях напруги. При довжинах хвиль λ <50 см чутливість вимірюється в одиницях потужності і позначається Р _{С. МІН.} Лінійні тракти сучасних супергетеродинних радіолокаційних приймачів забезпечують чутливість

Р _{С. МІН} = 10 ^-14 ÷ 10 ^-19 Вт

Критерій, що відповідає вимогам якості обробки сигналу всієї прийомної системою, залежить від виду сигналів і перешкод, що впливають на приймач. За відсутності спеціально організованих перешкод з конкуруючою в приймальних пристроях чутливість обмежується рівнем зовнішніх і внутрішніх перешкод. Внутрішні перешкоди представляють собою флюктуаційних шуми підсилюючих електронних приладів та радіокомпонентів електричних ланцюгів, що входять до складу блоку. Зовнішні перешкоди діляться на природні (електромагнітні випромінювання атмосфери, Землі, Сонця, космічні промені), індустріальні (створюються промисловими установками) і перешкоди за рахунок випромінювань інших працюючих радіоелектронних засобів.

Зазначені джерела перешкод і шумів істотно обмежують граничну чутливість приймача, під якою розуміється мінімальна потужність сигналу на вході приймача при відношенні сигнал / шум на виході його лінійної частини, дорівнює одиниці.

Вибірковість - здатність приймача виділяти корисний сигнал з усіх сигналів, порушених в антені від сторонніх джерел перешкод. Всі способи підвищення вибірковості базуються на використанні відмінностей між характеристиками корисного сигналу і перешкод. Виявлені відмінності забезпечують придушення (компенсацію) перешкод, у разі відсутності відмінностей придушення перешкод неможливо.

Важливою функцією приймача є його частотна вибірковість, яка залежить від частотних властивостей антени і способу обробки сигналу в приймачі.

При кількісній оцінці частотної вибірковості розуміють величину коефіцієнта ослаблення перешкод, які приймаються по сусідньому каналу. Для цього вимірюють характеристику вибірковості приймача, що виражає нормовану залежність чутливості приймача від частоти вхідного сигналу. У міру збільшення расстройки приймача чутливість зменшується. Якщо смуга пропускання приймача обрана так, що забезпечує проходження всього спектру сигналу або найбільш інтенсивної його частини, то для кращої вибірковості бажано мати бічні гілки характеристики можливо більш крутими. Коефіцієнт ослаблення по сусідньому каналу прийому σ _П визначається з графіка вибірковості при величині расстройки щодо частоти ƒ ₀ на величину смуги пропускання П:

σ _П = Е _С (ƒ ₀ ± П) / Е _С (ƒ ₀₎

Ідеальна з точки зору вибірковості була б характеристика, що має прямокутну форму. Тому вибірковість іноді оцінюється коефіцієнтом прямокутності:

k _П = П _σ / П

де П _σ - ширина характеристики на заданому рівні σ (зазвичай σ = 10; 100; 1000).

З останнього виразу випливає, що ідеальна прямокутна характеристика має коефіцієнт прямокутності рівний k _П = 1, що відповідає найвищого ступеня частотної вибірковості приймача.

У супергетеродинних приймачах через наявність перетворювача частоти (змішувача) з'являються додаткові канали прийому. Частоти налаштування цих каналів визначаються частотою перешкоди ƒ _1, комбінація гармонік якої з гармоніками гетеродина дає проміжну частоту ƒ _П = m ƒ _Г + n ƒ _1. Смуга частот, відповідна настройці приймача ƒ _0, називається основним каналом прийому, а смуги погіршення вибірковості на певних частотах ƒ ₁ - побічними або паразитними каналами прийому. За додатковими каналами прийому внутрішні шуми і перешкоди різного походження можуть проходити на кінцевий пристрій. Механізм утворення додаткових каналів прийому пов'язаний з утворенням проміжної частоти як віднімання частот кратних частоті гетеродина і частот впливають на вхід приймача. Паразитний канал, симетричний сигнальному, називається симетричним або дзеркальним.

Крім частотної вибірковості, для боротьби з перешкодами використовуються також просторова вибірковість, що використовує просторові відмінності в приході корисного сигналу і помехових коливань.

Важливою функцією приймача є також якість відтворення прийнятого сигналу, що залежить від ступеня спотворень, що вносяться каскадами приймача. При цьому існують наступні види спотворень: амплітудно-частотні, фазочастотних і нелінійні. Перший вид перекручувань викликається нерівномірністю амплітудно-частотної характеристики приймача в смузі частот сигналу. Другий вид перекручувань обумовлений нелінійністю фазочастотного характеристики і розкидом часу запізнювання різних спектральних складових сигналу при його проходженні через приймальний тракт. Наявність нелінійних спотворень супроводжується не тільки спотворенням форми сигналу, але і неоднаковим посиленням різних рівнів вхідного сигналу. Діапазон рівнів вхідного сигналу, при якому забезпечується необхідна якість прийому сигналів, називається динамічним діапазоном приймача. Кількісно динамічний діапазон Д _ПР визначається як відношення рівня максимально допустимого сигналу (Р _{ВХ.МАКС)} на вході до мінімального (Р _МІН):

Д _ПР = Р _{ВХ.МАКС} / Р _МІН

Так як реальні сигнали часто володіють великим динамічним діапазоном, ніж приймач, то до складу його включають додаткові пристрої і застосовують спеціальні методи формування амплітудних характеристик, що забезпечують розширення та узгодження його динамічного діапазону з динамічним діапазоном кінцевих пристроїв (регулювання посилення, підсилювачі з логарифмічними амплітудними характеристиками і т.д.).

Динамічний діапазон приймача в значній мірі визначає його перешкодозахищеність, так як більшість існуючих методів помехозащіти є найбільш ефективними за умови, коли рівень перешкоди не перевищує динамічного діапазону приймача.

Діапазон частот - це сукупність частот, на які може налаштовуватися приймач, зберігаючи в заданих межах свої основні технічні параметри (чутливість, вибірковість і т.д.).

Частотна стабільність - це здатність приймача зберігати основні технічні параметри при налаштуванні на частоту прийнятого сигналу. У реальних умовах якість прийому може порушуватися внаслідок нестабільності частоти передавача і расстройки окремих елементів приймача. Для здійснення нормального прийому застосовують заходи, що забезпечують регулювання частоти генераторів, що входять у приймально-передавальну систему, і стабілізацію налаштування резонансних елементів приймача при впливі різних дестабілізуючих факторів (температури, вологості, тиску, вібрації і т.д.). Відіграє велику роль також старіння радіоелементів підсилювальних трактів приймача і відхилення режимів роботи джерел живлення від номінальних.

Для систем вторинної радіолокації важливим є врахування впливу бічних пелюсток діаграми спрямованості антени. Через наявність бічних пелюсток антени запитувача можливий помилковий запуск відповідача, особливо на малих відстанях, що призводить до перевантаження апаратури відповідача. Придушення прийому відповідного сигналу по бічних пелюсток діаграми спрямованості антени запитувача здійснюється звичайно за допомогою введення додаткового приймального каналу зі слабонаправленной антеною, діаграма спрямованості якої охоплює бічні пелюстки основної антени відповідача. Параметри додаткового каналу прийому підбираються таким чином, щоб сигнали на його виході перевищували за амплітудою сигнали на виході основного каналу, прийняті по бічних пелюсток, але були б менше сигналів, прийнятих по головному пелюстку. Виділення та відбракування помилкових запитальних сигналів здійснюється за допомогою схеми вирахування.

2. Особливості побудови структурних схем приймальної частини контрольного відповідача

При виборі і обгрунтуванні структурної схеми радіоприймальних пристроїв необхідно прагнути до більш повного задоволення вимог технічного завдання на весь контрольний відповідач в цілому. Вид структурної схеми приймального пристрою в основному визначається типом схеми радіоприймача.

Для радіолокаційної техніки характерним є три основні схеми радіоприймачів: детекторна, прямого посилення та супергетеродинні.

Детекторні приймачі відрізняються простотою схеми і конструкції, малими габаритами і вагою, невеликим споживанням електроенергії. Однак низька чутливість (порядку 10 ^-8 Вт) і невисока вибірковість дозволяють застосовувати такі приймачі тільки для прийому порівняно потужних сигналів. Приймачі прямого посилення завдяки наявності підсилювача високої частоти мають кращі чутливістю і вибірковістю. При фіксованій частоті настроювання конструкція наступника досить проста, а основні технічні показники приймача наближаються до показників супергетеродина. Приймач прямого підсилення не має власного випромінювання і побічних (паразитних) каналів прийому.

Найбільш досконалим є супергетеродинний приймач. Він дозволяє отримати високу вибірковість і смугу пропускання практично будь-якої необхідної величини: як широку (десятки МГц), так і вельми вузьку (сотні Гц). У залежності від смуги пропускання в приймачі може бути реалізована чутливість 10 ^-14 ÷ 10 ^-20 Вт

Якщо в супергетеродинному приймачі необхідно мати вузьку смугу пропускання і одночасно високу вибірковість по дзеркальному каналу, застосовують багаторазове перетворення частоти. Необхідність в багаторазовому перетворенні частоти виявляється після того, коли стане ясно, що при вибраній з точки зору забезпечення смуги пропускання проміжній частоті необхідна вибірковість по дзеркальному каналу виявляється важко забезпечуваною. Багаторазове перетворення частоти може застосовуватися також для полегшення кореляційно-фільтрової обробки сигналу.

Основу структурної схеми радіоприймального пристрою становить сигнальний тракт. Сигнальний тракт може бути одноканальним і багатоканальним. Приймальний пристрій виявляється багатоканальним у випадках визначення кутових координат за методом миттєвої равносигнальной зони та парціальних каналів, прийому сигналів на рознесені антени (у моноімпульсних системах радіолокації, при реалізації апертурной обробки, паралельному огляді простору і вимірюванні координат багатьох цілей і т.д.).

При проектуванні і конструктивному оформленні приймача виділяють три основні блоки сигнального тракту: блок високої частоти, блок проміжної частоти і блок низької частоти. У свою чергу блок високої частоти (БВЧ) включає в себе вхідний ланцюг, підсилювач високої частоти (УВЧ) і перетворювач частоти. Іноді з конструктивних міркувань до цього блоку відносять також і попередній підсилювач проміжної частоти (ПУПЧ). Блок високої частоти забезпечує необхідну чутливість приймача і його вибірковість по побічних каналах прийому (перш за все по дзеркальному).

До складу блоку проміжної частоти входить підсилювач проміжної частоти (ППЧ) (головний підсилювач), що забезпечує основне посилення і задану вибірковість по сусідньому каналу прийому. У разі застосування багаторазового перетворення частоти блок проміжної частоти може містити кілька підсилювачів, що працюють на різних проміжних частотах.

Блок низької частоти складається з детектора і підсилювача низької частоти (УНЧ). У залежності від кількості пристроїв последетекторной обробки сигналів низькочастотний блок приймача може мати різну кількість каналів, включати в себе пристрій інтегрування на низькій частоті, а також граничний пристрій. Елементи структурної схеми сигнального тракту за своїм призначенням однакові при різних вхідних сигналах. Однак у випадку складних сигналів, коли здійснюється їх оптимальна обробка, звичайна супергетеродина схема доповнюється новими елементами: погодженим фільтром або корреляторов.

Крім блоків сигнального тракту, приймальний пристрій може містити допоміжні системи: автоматичне підстроювання частоти (АПЧ), автоматичне регулювання посилення (АРУ), помехозащіту і блок живлення.

Приймальний пристрій є складовою частиною контрольного відповідача. Тому електричні характеристики, особливості схеми і конструкції приймача повинні визначатися відповідно до тактико-технічними та конструктивними особливостями відповідача в цілому.

З урахуванням аналізу особливостей різних схем побудови приймальних пристроїв, а також вимог, що пред'являються до контрольного відповідачу, таких як чутливість приймача і його динамічний діапазон, доцільно радіоприймальний пристрій контрольного відповідача будувати по супергетеродина схемою.

3. Оцінка вибору значення проміжної частоти

При виборі проміжної частоти необхідно виходити з таких міркувань:

1. Проміжна частота повинна лежати поза діапазону частот, що приймаються і можливо далі відстояти від кордонів цього діапазону.

2. Повинна забезпечувати задане ослаблення дзеркального та сусіднього каналів прийому.

3. Повинна забезпечувати необхідну смугу пропускання приймача.

4. Повинна забезпечувати можливість конструктивної реалізації загасання контурів міжкаскадних ланцюгів

ƒ _ПР ≤ (0,8 ÷ 1,2) П / d _До (1)

де d _К - власне загасання контурів УПЧ.

У радіоприймачах безперервних сигналів проміжна частота повинна задовольняти умову ƒ _ПР ≥ (10 ÷ 20) F _МАКС, де F _МАКС - максимальна частота модуляції сигналу.

Для імпульсних сигналів з ​​тривалістю τ _І, крім того має виконуватися умова

ƒ _ПР ≥ (10 ÷ 20) / τ _І (2)

забезпечує хороше відтворення форми сигналу.

При уточненні проміжної частоти слід враховувати, що більш низька проміжна частота дозволяє:

- Отримати менший коефіцієнт шуму в УПЧ, що важливо для приймачів сантиметрових і міліметрових хвиль, що не мають УВЧ;

- Підвищити коефіцієнт стійкого посилення і стабільність роботи УПЧ;

- Знизити величину змін показників УПЧ (коефіцієнта підсилення, смуги пропускання) при зміні ламп;

- Легше реалізувати підсилювач з вузькою смугою пропускання.

Зі збільшенням проміжної частоти:

- Краще виконуються співвідношення

ƒ _ПР ≥ (5 ÷ 10) ƒ _{М МАКС} і ƒ _ПР ≥ (10 ÷ 20) / τ _І

- Підвищується придушення дзеркального та інших побічних каналів прийому;

- Зменшується вплив шумів гетеродина на чутливість радіоприймача, що істотно в приймачах без УВЧ, що працюють в діапазоні сантиметрових хвиль;

- Полегшується одержання широких смуг пропускання в УПЧ;

-Полегшуються умови надійної роботи системи АПЧ гетеродина;

- Зменшуються габарити контурів УПЧ.

Якщо значення проміжної частоти, яка визначається з різних вимог (наприклад, фільтрація проміжної частоти і смуга пропускання), виявляються суттєво різними, то необхідно застосовувати подвійне перетворення частоти. Подвійне перетворення застосовується також при підвищених вимогах до придушення перешкод по сусідньому і дзеркальному каналах прийому. У такому підсилювачі тракт першої проміжної частоти має відносно невелике посилення і вибірковість. Завданням головного підсилювача, налаштованого на більш низьку проміжну частоту, є забезпечення основного посилення і вибірковості по сигналу.

Значення проміжних частот приймачів можуть бути обрані в діапазоні від 30 кГц до 100 МГц і визначаються параметрами елементів обробки радіолокаційних сигналів.

З урахуванням наведених рекомендацій з вибору проміжної частоти, тактико-технічних характеристик СОМ-64К, а також даних наведених у додатку 1, можна зробити висновок, що розробниками контрольного відповідача була обрана кілька занижене значення проміжної частоти, яка, тим не менш, забезпечує ефективне придушення дзеркального каналу прийому та задовольняє умовам (1 і 2). Як показують розрахунки, за виразом (1):

ƒ _ПР ≤ (0,8 ÷ 1,2) П / d _До ≤ (0,8 ÷ 1,2) 5 / 0,008 ≤ 500 МГц

і за висловом (2):

ƒ _ПР ≥ (10 ÷ 20) / τ _І ≥ (10 ÷ 20) / 0,6 ≥ 20 МГц.

Аналіз принципової схеми приймача контрольного відповідача СОМ-64К показує, що при вибраній проміжній частоті ƒ _ПР = 24,4 МГц, смузі пропускання П = 5 МГц і необхідному забезпеченні нормальної роботи детектора блок підсилювачів проміжної частоти містить вісім каскадів підсилення, з яких перші шість реалізовані на двійках розстроєних контурів.

4. Оцінка вибору смуги пропускання

Смуга пропускання приймача робить вирішальний вплив на ряд інших технічних показників приймача.

При її визначенні необхідно враховувати:

1. Максимальну ширину і ширину інформативній частині спектру сигналу (у випадках частотної модуляції і фазової маніпуляції).

2. Допустимі спотворення сигналу.

3. Нестабільність частот генератора передавача і гетеродина приймача.

4. Вид обробки сигналу (неоптимальна, квазіоптимальний, оптимальна).

Для приймачів простих імпульсних сигналів смуга пропускання П визначається по різному в залежності від призначення приймача. У приймачах РЛС точного визначення координат вибір смуги пропускання резонансної тракту виробляється з умови забезпечення заданого часу наростання імпульсу (тривалості фронту): П = (2 ÷ 4) / τ _І, де τ _І - тривалість зондуючого сигналу. У приймачах РЛС виявлення смуга пропускання резонансної тракту становить: П = (1 ÷ 1,3) / τ _І.

При наявності нестабільності частот генератора передавача і гетеродина приймача і доплерівського зсуву частоти сигналу, відбитого від рухомої цілі, смугу пропускання приймача, в якому не є системи АПЧ, слід розширити на величину

Δ П = F (Δ ƒ _ГЕН, Δƒ _ГЕТ, Δƒ _РЕЗ, Δƒ _{Д.. МАКС)}

де Δƒ _ГЕН і Δƒ _ГЕТ - ймовірні відходи частот генератора, що задає передавача і гетеродина приймача відповідно; Δƒ _РЕЗ - можлива расстройка резонансного тракту приймача; Δƒ _{Д. . МАКС} - можлива максимальна частота Доплера.

Якщо в приймачі передбачена система АПЧ, що володіє коефіцієнтом автопідстроювання До _АПЧ (До _АПЧ = 20-30), то залежність ΔП від Δƒ _ГЕН і Δƒ _ГЕТ зменшується на відповідну величину До _АПЧ разів.

Знання смуги пропускання резонансної (лінійного) тракту дозволяє орієнтовно визначити смуги пропускання окремих блоків приймача на підставі наступних співвідношень:

П _БВЧ = (5 ÷ 15) П;

П _УПЧ = (1,1 ÷ 1,2) П;

П _БНЧ = (0,7 ÷ 0,8) П.

Чим ширше смуга пропускання П, тим менше слід брати величину коефіцієнта в виразі для П _БВЧ, а у вираженні для П _УПЧ - більше. При цьому загальна смуга пропускання приймача становить:

П _ПР = П _УПЧ / [1 + (П _УПЧ / П _БВЧ) ² + (П _УПЧ / П _БНЧ) ^{2] -1 / 2}

Приймачі складних імпульсних сигналів з ​​частотною модуляцією або фазовою маніпуляцією всередині імпульсу розраховуються на оптимальну обробку. При оптимальній обробці за допомогою узгодженого фільтра, останній, як правило, встановлюється в тракті проміжної частоти. У такому приймачі елементи резонансного тракту (каскади підсилювачів високою і проміжної частот), розташовані перед узгодженим фільтром, не повинні спотворювати спектр сигналу. Тому смуга пропускання цих елементів повинна в 1,2 ÷ 1,5 разів перевищувати ширину спектру сигналу.

Аналогічні міркування необхідно брати до уваги при виборі смуги пропускання кореляційного приймача, в якому на входи перемножителя повинні надходити посилені сигнали без спотворень.

Смуга пропускання елементів, розташованих після перемножителя, вибирається з урахуванням стиснення спектра сигналу, що приймається в процесі кореляційної обробки.

Для приймача сигналів безперервного випромінювання ширина спектру частот визначається з урахуванням: індексу модуляції, максимальної частоти модуляції, максимального відхилення частоти від несучої. Далі по ширині спектра сигналу визначається смуга пропускання резонансної тракту приймача. Розподіл смуги пропускання резонансної тракту приймача безперервних сигналів виробляється, як і у випадку приймача простих сигналів. При цьому слід враховувати, що в процесі перетворення сигналу можливо стиснути його за спектром. У результаті цього ширина спектру сигналу, що проходить по прийомному тракту, змінюється, відрізняючись від спектру випромінюваного (зондуючого) сигналу. Стиснення по спектру може мати місце при кореляційно-фільтрової обробці безперервного сигналу. Тоді при виборі смуг пропускання окремих елементів резонансного тракту приймача беруться до уваги ті ж міркування, що і для кореляційного приймача складних імпульсних сигналів.

Необхідна смуга пропускання супергетеродинного радіо у загальному випадку може бути визначена за формулою:

П = П _Я + _Ч (2 δ _З ƒ _З + 2 δ _Г ƒ _Г1 +2 δ _Г ƒ _Г2 +2 δ _П ƒ _П +2 Δ ƒ _Д) / К _АПЧ, (3)

де П _- ширина спектру сигналу, що приймається;

До _Ч = (0,3 ÷ 0,8) - коефіцієнт збігу доглядів частоти;

До _АПЧ - коефіцієнт автопідстроювання частоти (До _АПЧ = 1 - при відсутності автопідстроювання; До _АПЧ = 10 ÷ 30 - за наявності частотної автопідстроювання;

До _АПЧ = ∞ - за наявності фазової автопідстроювання.)

δ _С, δ _Г, δ _П - максимально можливі відносні відходи частоти передавача, гетеродинов і проміжної частоти від номінальних значень {δ _З = (3 ÷ 7) * 10 ^-5; δ _Г = 5 * 10 ^-3 ÷ 10 ^-4; δ _П = (1 ÷ 5) * 10 ^-4; при одноразовому перетворенні частоти доданок 2 δ _Г ƒ _Г2 прирівнюється нулю};

Δ ƒ _Д - доплеровское зсув частоти {Δ ƒ _Д = υ _Р ƒ _С / с - при прийомі сигналу від рухомого передавача; Δ ƒ _Д = 2 υ _Р ƒ _С / с - при прийомі сигналу через ретранслятор, що переміщається щодо передавача; υ _Р - швидкість рухомого об'єкта; с - швидкість світла с = 3 * 10 ⁸ м / сек}.

Ширина спектра сигналу, що залежить від виду модуляції, числа каналів прийому і деяких інших специфічних факторів, що залежать від призначення приймача. Так як в даному контрольному відповідача використовується імульсно-тимчасове кодування, то зондирующим сигналом є прямокутний радіоімпульс без внутріімпульсной модуляції. Для таких імпульсних сигналів ширина спектру визначається за виразами:

П _С = (1 ÷ 2) / τ _І - у разі відсутності обмежень на форму імпульсу;

П _С = (1 ÷ 2) / t _У - у разі вимог до мінімальних спотворень фронту імпульсу.

Виконаємо розрахунок значення ширини смуги пропускання (П _розр) для контрольного відповідача за висловом (3) і порівняємо отримане значення зі смугою пропускання приймача заданий у тактико-технічних характеристиках СОМ-64К [1].

П _С = (1 ÷ 2) / τ _І = 2 / 0, 6 = 3,33 МГц (для τ _І = 0,6 мкс)

Приймемо значення коефіцієнт збігу доглядів частоти До _Ч = 0,8, що відповідає найважчому режиму роботи приймального пристрою.

Перший доданок виразу (3) буде складати на частоті сигналу

ƒ _С = 1000МГц: 2 δ _З ƒ _С = 5 * 10 ^-5 * 1000 * 10 ⁶ = 0,1 МГц.

Другий доданок виразу (3) буде складати на частоті гетеродина при проміжній частоті рівної 25 МГц:

2 δ _Г ƒ _Г1 = 2 * 10 ^-4 * 975 * 10 ⁶ = 0,2 МГц.

Третє складова виразу (3) прирівнюємо нулю, так як в приймачі використовується одноразове перетворення частоти.

Четверте доданок виразу (3) буде становити на проміжній частоті рівній 25 МГц:

2 δ _П ƒ _П = 2 * 5 * 10 ^-4 * 25 * 10 ⁶ = 0,025 МГц.

П'яте доданок виразу (3) враховує доплеровское зсув частоти, обчислимо для рухомого об'єкта летить зі швидкістю 1000 м / сек:

Δ ƒ _Д = 2 υ _Р ƒ _С / з = 2 * 1000 * 1000 * 10 ⁶ / 3 * 10 ⁸ = 0,07 МГц.

Звідси, з урахуванням (3) остаточно отримуємо розрахункову ширину смуги пропускання приймача для К _АПЧ = 1 (при відсутності автопідстроювання):

П _розр = 3,33 +0,8 (0,1 +0,2 +0.025 + 0,07) = 3,65 МГц.

Отриманий результат свідчить про те, що смуга пропускання приймального пристрою в контрольному відповідача обрана трохи більше розрахункової, так як П _розр <П. Розширення смуги пропускання пов'язано з бажанням прийняти і посилити імпульсні сигнали (радіоімпульси) з урахуванням мінімального спотворення їх фронтів, тобто . спектр такого радіоімпульсу повинен бути ширше в порівнянні з радіоімпульсів до якого обмеження на його форму не накладаються.

5. Обгрунтування типу підсилювача проміжної частоти

Підсилювачі проміжної частоти, за величиною відносної ширини смуги пропускання поділяються на вузькосмугові (П / ƒ _П ≤ 0,05) і широкосмугові (з більшою відносною смугою).

При заданих тактико-технічних характеристик на контрольний відповідач (П = 5 МГц і ƒ _П = 24,4 МГц) СОМ-64К слід, що використовувана схема УПЧ відноситься до класу (5 / 24, 4 = 0,2) широкосмугових підсилювачів.

За характером розподілу вибірковості в каскадах УПЧ розрізняють виборчі підсилювачі з розподіленого і зосередженої вибірковістю. У УПЧ з розподіленою вибірковістю функції посилення і вибірковості забезпечуються в кожному каскаді. За кількістю резонансних контурів підсилювачі поділяються на одноконтурні та двоконтурні. У одноконтурних підсилювачах всі контури можуть бути налаштовані на проміжну частот (налаштовані УПЧ) або можуть мати відповідну расстройку (УПЧ з парами або трійками засмучених каскадів). У двоконтурних підсилювачах застосовуються смугові фільтри, утворені системою пов'язаних контурів.

За способом включення електронних підсилювальних приладів УПЧ підрозділяють на підсилювачі з загальним емітером і УПЧ з каскодне включенням транзисторів (частіше за схемою ЗЕ ПРО). Широко використовуються УПЧ на інтегральних схемах.

Підсилювачі проміжної частоти можуть виконуватися або у вигляді одного блоку з приблизно однотипними каскадами (або групами каскадів), або у вигляді двох блоків - блоку попереднього і блоку головного підсилювача. В останньому випадку, типовим для приймачів, які не мають УВЧ, попередній підсилювач (ПУПЧ) розміщується поблизу антени. Він повинен володіти малим коефіцієнтом шуму і забезпечувати посилення сигналу, достатню для компенсації втрат сигналу в кабелі, що з'єднує обидва підсилювальних блоку, і створення необхідного перевищення рівня сигналу над рівнем можливих перешкод.

Для широкосмугового посилення сигналу на проміжній частоті широко використовують одноконтурні схеми з налаштованими і засмученими каскадами, а також схеми з двоконтурними налаштованими каскадами.

Вибираючи тип схеми широкосмугового УПЧ, необхідно враховувати достоїнства і недоліки різних схем по простоті настройки і регулювання, якості відтворення форми сигналу, вибірковості по сусідньому каналу, критичності до розкиду параметрів підсилюючих електронних приладів, стабільності фазового зсуву і часу запізнювання.

З точки зору простоти схеми кращими є одноконтурні налаштовані підсилювачі. Ці підсилювачі в порівнянні з іншими типами УПЧ при рівних смугах пропускання в меншій мірі спотворюють форму радіоімпульсу і менш чутливі до розкиду параметрів ламп і транзисторів.

У процесі експлуатації приймальних пристроїв з багатоканальними трактами проміжної частоти істотне значення має стабільність їх амплітудно-частотних характеристик. У цьому відношенні також переважно одноконтурні налаштовані підсилювачі.

Разом з тим за ефективністю і вибірковості більш досконалими є підсилювачі на розстроєних трійках, потім слідують підсилювачі двоконтурні і на парах, а найнижчі показники мають одноконтурні налаштовані підсилювачі.

Практично одноконтурні налаштовані УПЧ застосовуються, якщо необхідна смуга пропускання не перевищує 2 ÷ 3 МГц; одноконтурні розстроєні на парах - 5 ÷ 10 МГц і одноконтурні розстроєні на трійках - 15 ÷ 20 МГц. Однак при високих вимогах до вибірковості по сусідньому каналу, з метою підвищення прямокутності форми амплітудно-частотної характеристики підсилювача, схеми на парах і трійках розстроєних контурів можуть використовуватися і при менших значеннях ширини смуги пропускання.

У вузькосмугових підсилювачах проміжної частоти застосовують схеми з смуговими фільтрами розподіленої вибірковості (двоконтурні або трьохконтурних) і з фільтрами зосередженої вибірковості. Останні дозволяють отримати високу вибірковість і дуже вузьку смугу пропускання. Такі властивості в підсилювачі забезпечуються при введенні до його складу багатоланкових смугових або електромеханічних фільтрів (п'єзоелектричних і магнітострикційних).

Одноконтурні підсилювачі проміжної частоти доцільно застосовувати у випадках, коли до вибірковості по сусідньому каналу не пред'яляются високі вимоги. Вони зазвичай реалізуються на біполярних транзисторах з загальним емітером, на каскодне схемах включення транзисторів ОЕ-ПРО або на інтегральних мікросхемах К171, К175 серіях (К175УВ4).

Суперечності, що виникають між необхідністю забезпечення широкої смуги пропускання, з одного боку, максимальним коефіцієнтом підсилення і вибірковістю, з іншого, змушує шукати шляхи їх вирішення. Одним із шляхів вирішення цих протиріч є перехід від одноконтурних налаштованих підсилювачів до підсилювачів із взаємно засмученими каскадами. Найбільш широке застосування знайшли підсилювачі з парами і трійками засмучених каскадів. Характерною особливістю підсилювачів з парами засмучених каскадів є те, що кожен з двох каскадів, складових пару, розбудовується щодо середньої частоти ƒ _П смуги пропускання підсилювача: перший каскад налаштовується на частоту ƒ _П1, трохи більшу, ніж частота ƒ _П, другий каскад - на частоту ƒ _П2, дещо меншу, ніж частота ƒ _П. Форма амплітудно-частотної характеристики пари каскадів залежить від початкової (фіксованого) расстройки каскадів ε _0. при малих расстройках характеристика має один максимум, по мірі збільшення ε ₀ вершина характеристики стає все більш і більш плоскою. Максимально плоска вершина виходить при критичній расстройке: ε ₀ = 1. При подальшому збільшенні расстройки ε ₀ характеристика стає двогорбий з провалом по частоті ƒ _П і з максимумами при ε = ± (ε ₀ - ¹⁾ 1 ^{/ 2.}

Особливістю підсилювачів з трійками засмучених каскадів є те, що в кожну таку групу входить три каскаду. Два з них симетрично засмучені щодо проміжної частоти ƒ _П, а третій налаштований на проміжну частоту ƒ _П. Симетричність расстройки і рівність добротностей (загасань) контурів двох засмучених каскадів забезпечує симетрію результуючої резонансної кривої УПЧ.

Форма амплітудно-частотної характеристики (резонансної кривої) розглянутого трехкаскадного підсилювача може залежно від того, перевищує чи ні расстройка контурів ε ₀ критичну величину ε _{0 КР,} мати один або три максимуми.

У міру зменшення початкової расстройки ε ₀ максимуми і мінімуми зближуються і при критичній расстройке ε _{0 КР} = 3 ^{1 / 2} амплітудно-частотна характеристика УПЧ буде мати максимально плоску вершину і її форма ще більше наближається до прямокутної. Виконаємо порівняння між собою розглянутих схем УПЧ виконаних на підсилювачах з одноконтурними фільтрами. Будемо вважати, що всі три типи підсилювачів (одноконтурними налаштованими каскадами, з парами засмучених каскадів і з трійками засмучених каскадів) мають однакове число каскадів m = 6 (m _П = 3; m _Т = 2), підсилювальні елементи у всіх підсилювачах однакові, коефіцієнти посилення і резонансні частоти всіх трьох підсилювачів рівні між собою. Результати порівняння наведені у таблиці 2.

Таблиця 2

Порівняльна характеристика УПЧ з одноконтурними фільтрами

Аналіз даних наведених у таблиці 2, показує, що найбільш ефективним підсилювачем за коефіцієнтом ослаблення перешкод, які приймаються по сусідньому каналу, є підсилювач виконаний на трійках взаємно засмучених одноконтурних каскадах. Однак необхідно відзначити, що таке підвищення коефіцієнт ослаблення перешкод, пов'язане зі збільшенням числа підсилювальних каскадів на одну третину і зі складністю настройки всього УПЧ в цілому. На підставі цього можна зробити висновок, що виконана схема УПЧ на парах взаємно засмучених одноконтурних каскадах в контрольному відповідача СОМ-64К є найбільш доцільною та обгрунтованою, тому що здатна забезпечити необхідні тактико-технічні характеристики всього пристрою в цілому.

6. Обгрунтування схеми регулювання посилення амплітудної характеристикою підсилювача проміжної частоти

Одним з основних вимог, що пред'являються до сучасного приймального пристрою, є відсутність у ньому перевантаження. Часто це вимога забезпечується введенням в приймальний тракт підсилювачів з логарифмічною амплітудної характеристикою (ЛАХ). Якість роботи УПЧ з ЛАХ характеризується наступними показниками:

1) динамічним діапазоном по вхідній напрузі

D _ВХ = U _ВХ.К / U _ВХ.Н або в децибелах D _ВХ = 20 lg (U _ВХ.К / U _ВХ.Н),

де U _ВХ.Н і U _ВХ.К - рівні вхідних напруг, при яких починається і закінчується логарифмічний ділянку амплітудної характеристики;

2) динамічним діапазоном за вихідною напругою

D _ВИХІД = U _ВИХ.К / U _ВИХ.Н або в децибелах D _ВИХІД = 20 lg (U _ВИХ.К / U _ВИХ.Н),

де U _ВИХ.Н і U _ВИХ.К - рівні вихідних напруг відповідають початку і кінця логарифмічного ділянки амплітудної характеристики;

3. коефіцієнт стиснення підсилюється напруги

С = D _ВХ / D _ВИХІД

3. коефіцієнт посилення До ₀ при роботі підсилювача в лінійному режимі

(U _ВХ. ≤ U _ВХ.Н)

5) смугою пропускання П _УПЧ.

Все різноманіття схемних рішень підсилювачів з ЛАХ можна звести до двох модифікацій:

1) підсилювачів зі змінним коефіцієнтом підсилення;

2) підсилювачів зі змінним числом каскадів.

У першу групу об'єднані підсилювачі, що містять у своїй навантаженні нелінійні опору, величина яких є функцією прикладеного до них напруги, за рахунок цього і проводиться регулювання коефіцієнта посилення підсилювача. Найбільш поширеним прикладом другої групи підсилювачів є багатокаскадний підсилювач з послідовним детектуванням. Схема такого підсилювача припускає, що до виходу кожного або групи каскадів УПЧ підключені амплітудні детектори. Оскільки всі детектори підключені до загальної навантаженні, то підсилюваний сигнал потрапляє на вихід підсилювача, минаючи перевантажені каскади. Таким чином, підсилювач в цілому не перевантажується до тих пір, поки не увійде в насиченні перший каскад підсилювача.

Оскільки каскади логарифмічного УПЧ з послідовним детектуванням повинні бути ідентичними, то вони можуть виконуватися тільки за схемою підсилювачів з налаштованими каскадами (одноконтурними або двоконтурними).

Згідно технічного опису на контрольний відповідач СОМ-64К, канал УПЧ забезпечує амплітудну логарифмічну характеристику приймача на частоті 1030МГц в динамічному діапазоні 50дБ (316,2 рази), завдяки наявності трьох роздільних амплітудних детекторів на виходах 4, 6 і 8 каскадів підсилення.

Звідси випливає, що розробниками контрольного відповідача СОМ - 64К була обрана найбільш проста і досить ефективна схема регулювання посилення, шляхом використання логарифмічної амплітудної характеристики приймача, реалізованої за рахунок послідовного детектування багатокаскадного УПЧ.