І. САМКА
Науковий керівник проф. Т.М. АГАХАНЯН
Московський державний інженерно-фізичний інститут (технічний університет)
ЗМІСТ
Основні радіаційні ефекти в елементах аналогових інтегральних мікросхем.
Класифікація радіаційних ефектів.
Вплив іонізуючих випромінювань (ІВ) на яку-небудь речовину супроводжується виділенням енергії частинкою ШІ. Подальша релаксація отриманої енергії і розподіл її за обсягом речовини відбуваються у формі різних радіаційних ефектів. Прийнято виділяти два види основних ефектів: зміщення (обумовлені зміщенням атомів зі свого нормального положення) та іонізації (пов'язані з утворенням вільних носіїв заряду під дією ІІ).
Реакція інтегральних мікросхем (ІМС) на іонізуюче випромінювання обумовлена, в першу чергу, залежністю параметрів її елементів від ефектів зсуву та іонізації. У свою чергу, конкретний вид енерговиділення (однорідне, рівноважний і т.п.) може призводити до появи різних ефектів в мікросхемі, особливості прояву яких визначаються специфічними для неї технологічними та схемотехнічні рішення. Через виникнення ці ефекти можна підрозділити на первинні - Зумовлені безпосередньо енергією випромінювання, поглинутої в ІМС (дефекти зсуву, модуляція провідності і т.п.), і вторинні - зобов'язані своїм походженням ініційованого випромінюванням перерозподілу енергії внутрішніх і сторонніх джерел (радіаційне защелкивание, вторинний фототеки, пробій і т.п.) .
З точки зору функціонування ІМС в апаратурі в залежності від співвідношення між тривалістю впливу випромінювання Т і і часом релаксації викликаного ним порушення в системі Т рел розрізняють залишкові (довготривалі Т рел>> Т и) і перехідні (короткочасні Т і> Т рел) зміни параметрів приладів.
Ñ Одним з основних параметрів, що характеризують перехідні іонізаційні ефекти в елементах ІМС при рівноважному енерговиділення, є величина іонізаційного струму р-n-переходів, який можна представити у вигляді двох складових: 1) миттєва складова, пов'язана з дрейфом надлишкових носіїв із збідненої області переходу;
2) запізнілі складова, пов'язана з дифузією і дрейфом нерівноважних носіїв заряду з областей, прилеглих до збідненої області р-n-переходу. Співвідношення амплітуд запізнілої та миттєвої складових визначається параметрами р-n-переходу.
Ñ Довготривалі зміни параметрів транзисторів обумовлені ефектами зсуву та іонізації.
Ефекти зсуву, пов'язані зі зміною кристалічної структури напівпровідника внаслідок переміщення атомів зі свого становища, викликають зміну електрофізичних властивостей напівпровідника: часу життя, рухливості носіїв заряду та їх концентрації. Відповідно змінюються і параметри транзисторів, що визначаються зазначеними величинами.
Ефекти іонізації, пов'язані з накопиченням заряду в діелектричних шарах і зміною щільності поверхневих станів при іонізації напівпровідника, також призводять до деградації параметрів транзисторів.
Дія опромінення на транзистори зручно встановити на підставі його фізичних параметрів, що характеризують процеси в транзисторної структурі.
Дія опромінення на біполярні транзистори.
Фізичні параметри біполярного транзистора можна розбити на чотири групи:
1) Параметри, що характеризують дифузію і дрейф неосновних носіїв,
2) Параметри, що характеризують рекомбінацію і генерацію,
3) Параметри, що визначають зміна просторового заряду в області pn-переходів і його вплив на характеристики транзисторів (це зарядні ємності колекторного і емітерного переходів, а також ємність ізолюючих pn-переходів)
4) Параметри, що характеризують падіння напруги в об'ємі напівпровідника і, що включають об'ємні опору емітера, бази та колектора, а при високих рівнях інжекції також дифузійне падіння напруги (ЕРС Дембера).
Іонізуючі випромінювання впливають на всі фізичні параметри транзистора, однак перелік параметрів, що підлягають обліку, залежить від конкретних умов застосування.
Дія опромінення на уніполярні транзистори.
Вплив іонізуючого випромінювання на параметри уніполярних транзисторів як з керуючим pn-переходом, так і МДП - структур в основному проявляється у вигляді змін струму затвора I 3, порогового напруги U зі.пор (для МДП - транзисторів з індукованим каналом) або напруги відсічки U зи . відступ (Для транзисторів з керуючим р-п-переходом і з вбудованим каналом) і крутості характеристики транзистора S ст. Зазнають зміна також диференціальні параметри: опір затвора r з, внутрішній опір транзистора r i.
На відміну від біполярних транзисторів у уніполярних транзисторах струм в каналі утворюється потоком основних носіїв, тому помітні зміни характеристик уніполярних транзисторів, зумовлені дією ефектів зсуву, спостерігаються при рівні опромінення, здатних істотно вплинути на рухливість основних носіїв і їх концентрацію. Для кремнієвих ІМС при опроміненні нейтронами це відбувається при Флюєнси, що перевищують 15 жовтень -10 16 нейтр. / см 2. Разом з тим приповерхневий характер відбуваються в МДН-транзисторах процесів зумовлює їх сильну чутливість до іонізаційних ефектів, дія яких, перш за все, пов'язано з накопиченням позитивного просторового заряду в шарі подзатворного діелектрика, модулюючого провідність каналу МДП-транзистора.
Специфіка ефектів в залежності від конструктивно-технологічних особливостей ІМС.
Специфіка прояву радіаційних ефектів багато в чому визначається конструктивно-технологічними особливостями ІМС і в деяких випадках розрізняється для схем низькою і високого ступеня інтеграції. Зокрема, для інтегральних структур малої і середньої ступені інтеграції, до числа яких відносяться аналогові ІМС, можна знехтувати неравновесностью енерговиділення, слабше проявляються дозові ефекти в біполярних структурах і т.п.
Зменшення розмірів структур в умовах радіаційного впливу також призводить до принципових змін фізики роботи приладів. Ці зміни пов'язані з тим, що: 1) характерні просторові масштаби зміни електричного поля порівнянні з довжинами релаксації енергії та імпульсу електронів і довжиною вільного пробігу електронів, 2) характерні розміри робочих областей приладів можна порівняти з відстанню між кластерами радіаційних дефектів (КРД), 3) характерні розміри робочих областей приладів можна порівняти з розмірами КРД; 4) іонізуюче випромінювання розігріває електронний газ, який не встигає охолоджуватися за часи прольоту робочої області приладів; 5) при опроміненні нейтронами відбувається перебудова протоновані ізолюючих областей ІС, що позначається на процесах протікання струму та фоточутливості; 6) взаємодію іонізуючих випромінювань (особливо лазерних) з нанометровими металевими об'єктами має особливості; 7) радіаційні технологічні процеси (наприклад, гетерування) істотно змінюють електрофізичні характеристики напівпровідника, що помітним чином позначається на процесах формування радіаційних дефектів у субмікронних приладах; 8) електрони, розігнані до енергій 0,5 ... 1 еВ великими електричними полями (~ 100 кВ / см) в субмікронних приладах, можуть проникати крізь КРД, що принципово змінює підхід до моделювання радіаційної стійкості приладів.
Радіаційні ефекти в підсилювальних та диференціальних каскадах.
Підсилювальні каскади.
В якості найпростіших підсилювальних каскадів застосовують каскади із загальним емітером (ОЕ) і загальним витоком (ОІ). Відхилення струму колектора ΔI к від своєї номінальної величини, обумовлене дію стаціонарних ефектів зсуву та іонізації, можна зменшити збільшенням глибини зворотного зв'язку, що призводить до зменшення як коефіцієнта нестабільності, так і чутливості схеми.
Підсилювальні параметри каскаду ОЕ: його коефіцієнт посилення по напрузі вхідний і вихідний опір змінюються головним чином через зменшення коефіцієнта передачі струму бази b N. Високочастотні параметри каскаду ОЕ при опроміненні поліпшуються через зменшення b, t b і С к.
У каскаді ОІ відхилення струму стоку ΔI к від своєї номінальної величини, що викликається радіаційними ефектами, визначається зміною зсуву на затворі, зрушенням напруги відсічення і зміною статичної крутості характеристики.
Підсилювальні характеристики каскаду ОІ змінюються через зміни крутизни характеристики транзистора S, його вхідного і вихідного опорів. Постійні часу
t вх »З вх R г; t в Sх» З н. вих R сн
характеризують високочастотні властивості каскаду ОІ, можуть змінюватися, якщо спостерігається помітна зміна паразитних ємностей З вх і С н.вих які складаються з міжелектродних ємностей транзистора, ємностей монтажних майданчиків і ємності навантаження.
Диференціальні каскади.
Прийнято вважати, що стійкість аналогових інтегральних мікросхем до спецвоздействіям визначається, перш за все, радіаційними ефектами у вхідних каскадах, в якості яких, як правило, застосовують диференційні каскади (за винятком трансімпедансних ІОУ). У диференціальному каскаді наведене до входу відхилення вихідної напруги від своєї номінальної величини, що викликається дією ефектів зсуву та іонізації, визначається формулою
(Де K вл.іп коефіцієнт впливу нестабільності напруги джерел живлення, обумовлених радіаційними ефектами)
Представлене співвідношення застосовне для диференціальних каскадів, включених в аналогові ІМС з ізоляцією діелектричної плівкою. У ІМС з ізоляцією р-п-переходом в ряді випадків потрібно облік паразитного р-п-р-транзистора, утвореного базовою та колекторним шарами робочого транзистора і підкладкою ІМС.
Завдяки високому коефіцієнту придушення синфазних сигналів, утворених перепадами іонізаційних струмів як на входах, так і на виходах, різниця вихідних напруг і вхідний струм зсуву змінюються незначно. Тому відхилення вихідної напруги від нуля визначається не вхідним диференціальним каскадом, а реакцією подальших каскадів.
Істотно змінюється вхідний струм зміщення; це струм, який визначається не різницею струмів, а їх середнім значенням, зміна якого визначається зміною b N. Відхилення вихідної напруги відбувається також через радіаційне нестабільності струму в емітера.
У аналогових ІМС з диференціальним каскадом на вході в якості пари використовують уніполярні транзистори з керуючим pn-переходом. При цьому струми затворів визначаються струмами обратносмещенних pn-переходів - затворів. Як відомо, МДП-транзистори мають менший вхідним струмом, ніж транзистори з керуючим pn-переходом. Однак МДП-транзистори дуже чутливі до імпульсних перешкод, тому при використанні їх у вхідних каскадах потрібен захист входів діодами, струми витоку яких зводять нанівець переваги МДП-транзисторів. Необхідність діодним захисту відпадає в ІМС з внутрішньосхемного зв'язком входу аналогової частини схеми з попередніми схемами. При цьому використання МДП-транзисторів в якості диференціальної пари дозволяє помітно зменшити I вхсм і I вх. Сд визначаються струмами витоку діелектричних затворів.
Дія перехідних іонізаційних ефектів можна оцінити за допомогою моделей диференціальних каскадів на біполярних транзисторах (рис. 1а) і уніполярних транзисторах з керуючим pn-переходом (рис. 16).
Рис. 1. Моделі диференціальних каскадів для аналізу перехідних іонізаційних ефектів: (а) - на біполярних транзисторах; (б) - на уніполярних транзисторах з керуючим pn-переходом.
У цих схемах фотоструму джерел стабілізованого струму I 0 безпосередньо не враховуються, оскільки їх дія пригнічується (так само як дію будь-яких синфазних перешкод). Непрямий вплив цих фотострумів, що приводить до зміни струму I 0 у емітер або витоках транзисторних пар, зручно враховувати поряд з іншими причинами зміни цього струму, уявивши, що при опроміненні
струм I 0 змінюється в (1 + a ф) раз (де a ф - коефіцієнт зміни струму I 0).
У моделі на рис.1, а дія фотострумів, утворених потоком носіїв через колекторні переходи, які генеруються в базах транзисторних пар Т1 і Т2, враховуються за допомогою джерел струму I фкп1 і I фкп2 (впливом фотострумів, утворених потоком носіїв через еміттерние переходи Т1 і Т2 , нехтуємо). Фотоструму, які виникають у колекторних шарах транзисторів Tl, T2 і прилеглих до них областях підкладки з ізолюючими р-п-переходами, враховуються джерелами струмів, шунтуючих колекторні і еміттерние переходи паразитних транзисторів Т П1, Т П2 і джерелами фотострумів I фіп1, I фіп2. Для спрощення моделей аналогічні паразитні транзистори, пов'язані дифузійними резисторами, не показані.
У моделі на рис.1, б враховані фотоструму, що виникають у каналах транзисторів Tl, T2 і прилеглих до каналів шарах підкладки та ізолюючих р-n-переходах. Дія іонізуючих випромінювань призводить до відхилення від нуля вихідної напруги диференціального каскаду.
Вплив іонізаційних ефектів, що викликаються впливом електронного, високоенергетичного нейтронного і g-випромінювань, проявляється насамперед у вигляді помітного збільшення струмів витоку і канальних струмів, що призводить до зростання вхідних струмів зміщення I вх см і зсуву I вх сд. Відбувається також зменшення коефіцієнта передачі струму бази b N, що впливає як на точності каскаду, так і на його підсилювальні параметри. Може відбуватися помітна зміна вихідних потенціалів каскаду внаслідок зростання струму I 0 стабілізованого джерела.
Аналіз впливу поверхневих іонізаційних ефектів вимагає більш докладної інформації про топологічних і технологічні особливості виготовлення елемента ІМС, а також про зміни заряду в приповерхневих шарах. Для цього зазвичай використовують тестові структури.
Як показує аналіз, приведене до входу імпульсне відхилення власного вихідного напруги диференціального каскаду (а не всього ІОУ) від номінальної величини виявляються не такими помітними, незважаючи на істотне збільшення вхідних струмів ІОУ при імпульсній дії.
У літературі зазначається, що відхилення вихідної напруги ІОУ від нуля при спецвоздействіі обумовлено не зміною вихідних потенціалів диференціальних каскадів, а в основному відбувається через порушення режиму по постійному струму вихідних повторювачів, причому це відхилення має одну і ту ж полярність, тобто вихідна напруга відхиляється у бік позитивного джерела живлення. Експериментально було підтверджено, чи дійсно вплив фотострумів у вихідних повторювачах є визначальним.
Вплив ШІ на шумові характеристики діфф-каскаду.
У каскадах на біполярних транзисторах в області середніх і вищих частот шумового спектра, де переважають дробовий шум токораспределения i ш.к і тепловий шум об'ємного опору бази e ш.б, при опроміненні рівень шумів зростає в результаті деградації коефіцієнта передачі струму бази b і збільшення об'ємних опорів.
Науковий керівник проф. Т.М. АГАХАНЯН
Московський державний інженерно-фізичний інститут (технічний університет)
Огляд за темою
"Вплив іонізуючого випромінювання на ІОУ. Схема технічні способи підвищення радіаційної стійкості ІОУ при дії імпульсного іонізуючого випромінювання "
2006ЗМІСТ
| 1.Основні радіаційні ефекти в елементах інтегральних мікросхем. 1.1. Класифікація радіаційних ефектів. 1.2. Дія опромінення на біполярні транзистори 1.3. Дія опромінення на уніполярні транзистори 1.4. Специфіка ефектів в залежності від конструктивно-технологічних особливостей ІМС | 3 |
| 2. Радіаційні ефекти в підсилювальних та диференціальних каскадах 2.1. Підсилювальні каскади. 2.2. Диференціальні каскади. 2.2.1. Моделювання ефектів в діфф-каскадах. 2.2.2. Вплив ШІ на шумові характеристики. | 5 |
| 3. Радіаційні ефекти в ІОУ 3.1. Вплив ІІ параметри ІОУ. 3.2. Критеріальні параметри. 3.3. Проектування радіаційно-стійких ІОУ. 3.4. Прогнозування ефектів впливу ДІВ на ІОУ. 3.5. Імітаційні випробування. 3.6. Зменшення ВВР електронної апаратури. | 8 |
| 5. Список використаної літератури. | 15 |
Основні радіаційні ефекти в елементах аналогових інтегральних мікросхем.
Класифікація радіаційних ефектів.
Вплив іонізуючих випромінювань (ІВ) на яку-небудь речовину супроводжується виділенням енергії частинкою ШІ. Подальша релаксація отриманої енергії і розподіл її за обсягом речовини відбуваються у формі різних радіаційних ефектів. Прийнято виділяти два види основних ефектів: зміщення (обумовлені зміщенням атомів зі свого нормального положення) та іонізації (пов'язані з утворенням вільних носіїв заряду під дією ІІ).
Реакція інтегральних мікросхем (ІМС) на іонізуюче випромінювання обумовлена, в першу чергу, залежністю параметрів її елементів від ефектів зсуву та іонізації. У свою чергу, конкретний вид енерговиділення (однорідне, рівноважний і т.п.) може призводити до появи різних ефектів в мікросхемі, особливості прояву яких визначаються специфічними для неї технологічними та схемотехнічні рішення. Через виникнення ці ефекти можна підрозділити на первинні - Зумовлені безпосередньо енергією випромінювання, поглинутої в ІМС (дефекти зсуву, модуляція провідності і т.п.), і вторинні - зобов'язані своїм походженням ініційованого випромінюванням перерозподілу енергії внутрішніх і сторонніх джерел (радіаційне защелкивание, вторинний фототеки, пробій і т.п.) .
З точки зору функціонування ІМС в апаратурі в залежності від співвідношення між тривалістю впливу випромінювання Т і і часом релаксації викликаного ним порушення в системі Т рел розрізняють залишкові (довготривалі Т рел>> Т и) і перехідні (короткочасні Т і> Т рел) зміни параметрів приладів.
Ñ Одним з основних параметрів, що характеризують перехідні іонізаційні ефекти в елементах ІМС при рівноважному енерговиділення, є величина іонізаційного струму р-n-переходів, який можна представити у вигляді двох складових: 1) миттєва складова, пов'язана з дрейфом надлишкових носіїв із збідненої області переходу;
2) запізнілі складова, пов'язана з дифузією і дрейфом нерівноважних носіїв заряду з областей, прилеглих до збідненої області р-n-переходу. Співвідношення амплітуд запізнілої та миттєвої складових визначається параметрами р-n-переходу.
Ñ Довготривалі зміни параметрів транзисторів обумовлені ефектами зсуву та іонізації.
Ефекти зсуву, пов'язані зі зміною кристалічної структури напівпровідника внаслідок переміщення атомів зі свого становища, викликають зміну електрофізичних властивостей напівпровідника: часу життя, рухливості носіїв заряду та їх концентрації. Відповідно змінюються і параметри транзисторів, що визначаються зазначеними величинами.
Ефекти іонізації, пов'язані з накопиченням заряду в діелектричних шарах і зміною щільності поверхневих станів при іонізації напівпровідника, також призводять до деградації параметрів транзисторів.
Дія опромінення на транзистори зручно встановити на підставі його фізичних параметрів, що характеризують процеси в транзисторної структурі.
Дія опромінення на біполярні транзистори.
Фізичні параметри біполярного транзистора можна розбити на чотири групи:
1) Параметри, що характеризують дифузію і дрейф неосновних носіїв,
2) Параметри, що характеризують рекомбінацію і генерацію,
3) Параметри, що визначають зміна просторового заряду в області pn-переходів і його вплив на характеристики транзисторів (це зарядні ємності колекторного і емітерного переходів, а також ємність ізолюючих pn-переходів)
4) Параметри, що характеризують падіння напруги в об'ємі напівпровідника і, що включають об'ємні опору емітера, бази та колектора, а при високих рівнях інжекції також дифузійне падіння напруги (ЕРС Дембера).
Іонізуючі випромінювання впливають на всі фізичні параметри транзистора, однак перелік параметрів, що підлягають обліку, залежить від конкретних умов застосування.
Дія опромінення на уніполярні транзистори.
Вплив іонізуючого випромінювання на параметри уніполярних транзисторів як з керуючим pn-переходом, так і МДП - структур в основному проявляється у вигляді змін струму затвора I 3, порогового напруги U зі.пор (для МДП - транзисторів з індукованим каналом) або напруги відсічки U зи . відступ (Для транзисторів з керуючим р-п-переходом і з вбудованим каналом) і крутості характеристики транзистора S ст. Зазнають зміна також диференціальні параметри: опір затвора r з, внутрішній опір транзистора r i.
На відміну від біполярних транзисторів у уніполярних транзисторах струм в каналі утворюється потоком основних носіїв, тому помітні зміни характеристик уніполярних транзисторів, зумовлені дією ефектів зсуву, спостерігаються при рівні опромінення, здатних істотно вплинути на рухливість основних носіїв і їх концентрацію. Для кремнієвих ІМС при опроміненні нейтронами це відбувається при Флюєнси, що перевищують 15 жовтень -10 16 нейтр. / см 2. Разом з тим приповерхневий характер відбуваються в МДН-транзисторах процесів зумовлює їх сильну чутливість до іонізаційних ефектів, дія яких, перш за все, пов'язано з накопиченням позитивного просторового заряду в шарі подзатворного діелектрика, модулюючого провідність каналу МДП-транзистора.
Специфіка ефектів в залежності від конструктивно-технологічних особливостей ІМС.
Специфіка прояву радіаційних ефектів багато в чому визначається конструктивно-технологічними особливостями ІМС і в деяких випадках розрізняється для схем низькою і високого ступеня інтеграції. Зокрема, для інтегральних структур малої і середньої ступені інтеграції, до числа яких відносяться аналогові ІМС, можна знехтувати неравновесностью енерговиділення, слабше проявляються дозові ефекти в біполярних структурах і т.п.
Зменшення розмірів структур в умовах радіаційного впливу також призводить до принципових змін фізики роботи приладів. Ці зміни пов'язані з тим, що: 1) характерні просторові масштаби зміни електричного поля порівнянні з довжинами релаксації енергії та імпульсу електронів і довжиною вільного пробігу електронів, 2) характерні розміри робочих областей приладів можна порівняти з відстанню між кластерами радіаційних дефектів (КРД), 3) характерні розміри робочих областей приладів можна порівняти з розмірами КРД; 4) іонізуюче випромінювання розігріває електронний газ, який не встигає охолоджуватися за часи прольоту робочої області приладів; 5) при опроміненні нейтронами відбувається перебудова протоновані ізолюючих областей ІС, що позначається на процесах протікання струму та фоточутливості; 6) взаємодію іонізуючих випромінювань (особливо лазерних) з нанометровими металевими об'єктами має особливості; 7) радіаційні технологічні процеси (наприклад, гетерування) істотно змінюють електрофізичні характеристики напівпровідника, що помітним чином позначається на процесах формування радіаційних дефектів у субмікронних приладах; 8) електрони, розігнані до енергій 0,5 ... 1 еВ великими електричними полями (~ 100 кВ / см) в субмікронних приладах, можуть проникати крізь КРД, що принципово змінює підхід до моделювання радіаційної стійкості приладів.
Радіаційні ефекти в підсилювальних та диференціальних каскадах.
Підсилювальні каскади.
В якості найпростіших підсилювальних каскадів застосовують каскади із загальним емітером (ОЕ) і загальним витоком (ОІ). Відхилення струму колектора ΔI к від своєї номінальної величини, обумовлене дію стаціонарних ефектів зсуву та іонізації, можна зменшити збільшенням глибини зворотного зв'язку, що призводить до зменшення як коефіцієнта нестабільності, так і чутливості схеми.
Підсилювальні параметри каскаду ОЕ: його коефіцієнт посилення по напрузі вхідний і вихідний опір змінюються головним чином через зменшення коефіцієнта передачі струму бази b N. Високочастотні параметри каскаду ОЕ при опроміненні поліпшуються через зменшення b, t b і С к.
У каскаді ОІ відхилення струму стоку ΔI к від своєї номінальної величини, що викликається радіаційними ефектами, визначається зміною зсуву на затворі, зрушенням напруги відсічення і зміною статичної крутості характеристики.
Підсилювальні характеристики каскаду ОІ змінюються через зміни крутизни характеристики транзистора S, його вхідного і вихідного опорів. Постійні часу
t вх »З вх R г; t в Sх» З н. вих R сн
характеризують високочастотні властивості каскаду ОІ, можуть змінюватися, якщо спостерігається помітна зміна паразитних ємностей З вх і С н.вих які складаються з міжелектродних ємностей транзистора, ємностей монтажних майданчиків і ємності навантаження.
Диференціальні каскади.
Прийнято вважати, що стійкість аналогових інтегральних мікросхем до спецвоздействіям визначається, перш за все, радіаційними ефектами у вхідних каскадах, в якості яких, як правило, застосовують диференційні каскади (за винятком трансімпедансних ІОУ). У диференціальному каскаді наведене до входу відхилення вихідної напруги від своєї номінальної величини, що викликається дією ефектів зсуву та іонізації, визначається формулою
(Де K вл.іп коефіцієнт впливу нестабільності напруги джерел живлення, обумовлених радіаційними ефектами)
Представлене співвідношення застосовне для диференціальних каскадів, включених в аналогові ІМС з ізоляцією діелектричної плівкою. У ІМС з ізоляцією р-п-переходом в ряді випадків потрібно облік паразитного р-п-р-транзистора, утвореного базовою та колекторним шарами робочого транзистора і підкладкою ІМС.
Завдяки високому коефіцієнту придушення синфазних сигналів, утворених перепадами іонізаційних струмів як на входах, так і на виходах, різниця вихідних напруг і вхідний струм зсуву змінюються незначно. Тому відхилення вихідної напруги від нуля визначається не вхідним диференціальним каскадом, а реакцією подальших каскадів.
Істотно змінюється вхідний струм зміщення; це струм, який визначається не різницею струмів, а їх середнім значенням, зміна якого визначається зміною b N. Відхилення вихідної напруги відбувається також через радіаційне нестабільності струму в емітера.
У аналогових ІМС з диференціальним каскадом на вході в якості пари використовують уніполярні транзистори з керуючим pn-переходом. При цьому струми затворів визначаються струмами обратносмещенних pn-переходів - затворів. Як відомо, МДП-транзистори мають менший вхідним струмом, ніж транзистори з керуючим pn-переходом. Однак МДП-транзистори дуже чутливі до імпульсних перешкод, тому при використанні їх у вхідних каскадах потрібен захист входів діодами, струми витоку яких зводять нанівець переваги МДП-транзисторів. Необхідність діодним захисту відпадає в ІМС з внутрішньосхемного зв'язком входу аналогової частини схеми з попередніми схемами. При цьому використання МДП-транзисторів в якості диференціальної пари дозволяє помітно зменшити I вхсм і I вх. Сд визначаються струмами витоку діелектричних затворів.
Дія перехідних іонізаційних ефектів можна оцінити за допомогою моделей диференціальних каскадів на біполярних транзисторах (рис. 1а) і уніполярних транзисторах з керуючим pn-переходом (рис. 16).
Рис. 1. Моделі диференціальних каскадів для аналізу перехідних іонізаційних ефектів: (а) - на біполярних транзисторах; (б) - на уніполярних транзисторах з керуючим pn-переходом.
У цих схемах фотоструму джерел стабілізованого струму I 0 безпосередньо не враховуються, оскільки їх дія пригнічується (так само як дію будь-яких синфазних перешкод). Непрямий вплив цих фотострумів, що приводить до зміни струму I 0 у емітер або витоках транзисторних пар, зручно враховувати поряд з іншими причинами зміни цього струму, уявивши, що при опроміненні
струм I 0 змінюється в (1 + a ф) раз (де a ф - коефіцієнт зміни струму I 0).
У моделі на рис.1, а дія фотострумів, утворених потоком носіїв через колекторні переходи, які генеруються в базах транзисторних пар Т1 і Т2, враховуються за допомогою джерел струму I фкп1 і I фкп2 (впливом фотострумів, утворених потоком носіїв через еміттерние переходи Т1 і Т2 , нехтуємо). Фотоструму, які виникають у колекторних шарах транзисторів Tl, T2 і прилеглих до них областях підкладки з ізолюючими р-п-переходами, враховуються джерелами струмів, шунтуючих колекторні і еміттерние переходи паразитних транзисторів Т П1, Т П2 і джерелами фотострумів I фіп1, I фіп2. Для спрощення моделей аналогічні паразитні транзистори, пов'язані дифузійними резисторами, не показані.
У моделі на рис.1, б враховані фотоструму, що виникають у каналах транзисторів Tl, T2 і прилеглих до каналів шарах підкладки та ізолюючих р-n-переходах. Дія іонізуючих випромінювань призводить до відхилення від нуля вихідної напруги диференціального каскаду.
Вплив іонізаційних ефектів, що викликаються впливом електронного, високоенергетичного нейтронного і g-випромінювань, проявляється насамперед у вигляді помітного збільшення струмів витоку і канальних струмів, що призводить до зростання вхідних струмів зміщення I вх см і зсуву I вх сд. Відбувається також зменшення коефіцієнта передачі струму бази b N, що впливає як на точності каскаду, так і на його підсилювальні параметри. Може відбуватися помітна зміна вихідних потенціалів каскаду внаслідок зростання струму I 0 стабілізованого джерела.
Аналіз впливу поверхневих іонізаційних ефектів вимагає більш докладної інформації про топологічних і технологічні особливості виготовлення елемента ІМС, а також про зміни заряду в приповерхневих шарах. Для цього зазвичай використовують тестові структури.
Як показує аналіз, приведене до входу імпульсне відхилення власного вихідного напруги диференціального каскаду (а не всього ІОУ) від номінальної величини виявляються не такими помітними, незважаючи на істотне збільшення вхідних струмів ІОУ при імпульсній дії.
У літературі зазначається, що відхилення вихідної напруги ІОУ від нуля при спецвоздействіі обумовлено не зміною вихідних потенціалів диференціальних каскадів, а в основному відбувається через порушення режиму по постійному струму вихідних повторювачів, причому це відхилення має одну і ту ж полярність, тобто вихідна напруга відхиляється у бік позитивного джерела живлення. Експериментально було підтверджено, чи дійсно вплив фотострумів у вихідних повторювачах є визначальним.
Вплив ШІ на шумові характеристики діфф-каскаду.
У каскадах на біполярних транзисторах в області середніх і вищих частот шумового спектра, де переважають дробовий шум токораспределения i ш.к і тепловий шум об'ємного опору бази e ш.б, при опроміненні рівень шумів зростає в результаті деградації коефіцієнта передачі струму бази b і збільшення об'ємних опорів.
Вплив теплового шуму опору колекторного шару e шк, а також шумових сигналів паразитного транзистора i шфі, i ш f і не так істотно. В області нижчих частот преобаладают шуми зі спектром 1 / f, а також низькочастотні шуми фотострумів. Аналіз низькочастотних шумів ускладнюється тим, що їх зміна при опроміненні виявляється не тільки об'ємними ефектами, але і поверховими. Дія іонізуючих випромінювань призводить не тоолько до підвищення рівня низькочастотних шумів, але також до збільшення граничної частоти f ш, тобто до зрушення їх спектральної щільності в область більш високих частот.
У диференціальних каскадах на уніполярних транзисторах в області середніх і вищих частот, де переважають тепловий шум каналу i шс і дробовий шум струму затвора i ш. З шуми при опроміненні зростають через зменшення крутизни характеристики транзистора S і збільшення струму затвора внаслідок зростання струму генерації в керуючому р-n-переході. Зростають також низькочастотні шуми, обумовлені флуктуаціями заряду струмів генерації-рекомбінації в обедненном шарі ізолюючого р-n-переходу. При цей відносне збільшення шумового опору практично не залежить від частоти.
Рівень власних шумів каскаду підвищується через шумів фотострумів, особливо при високих імпедансу джерела сигналу.
Рівень шумів диференціального каскаду залежить також від схеми подачі вхідного сигналу і знімання вихідного напруги. На практиці нерідко подають сигнал тільки на один з входів каскаду По відношенню до цього входу інтенсивність первинного шумової напруги зростає.
Порівняння диференціальних каскадів на біполярних і уніполярних транзисторах по їх шумовим показниками в області середніх частот показує, що в перших з них при роботі від джерел з R р>> 10 3 Ом рівень шуму вище. Слід мати на увазі, що каскади на уніполярних транзисторах менш критичні до вибору оптимального опору джерела вхідного сигналу, а тому зміна умови оптимальності при опроміненні не призводить до додаткового збільшення шуму.
Радіаційні ефекти в ІОУ.
Вплив ІІ параметри ІОУ.
Інтегральні операційні підсилювачі (ІОУ) представляють собою високоякісні прецизійні підсилювачі, які відносяться до класу універсальних і багатофункціональних аналогових мікросхем. Радіаційна стійкість аналогових ІМС визначається не тільки впливом іонізуючих випромінювань на характеристики елементів мікросхеми, але вона залежить також від структури ІМС і схемотехнічних особливостей. Оскільки більшість сучасних аналогових ІМС побудовані за структурою ІОУ, то на їх прикладі можна з'ясувати вплив радіаційних ефектів на характеристики аналогових мікросхем.
Спеціалізовані ІОУ приватного застосування, до числа яких відносяться мікросхеми з підвищеним вхідним опором, прецизійні і мікропотужні ІОУ, швидкодіючі підсилювачі [11], звичайно більш чутливі до залишкових радіаційним ефектів, так як схемотехнічні та технологічні заходи, що застосовуються для досягнення граничних можливостей з яких-небудь параметрами, як правило, призводять до зниження їх радіаційної стійкості. Особливо чутливі до впливу опромінення ІОУ при роботі в мікрорежимі. Це пояснюється тим, що в мікрорежимі деградація параметрів транзисторів відбувається при більш низьких Флюєнси.
Причиною порушення нормальної роботи ІОУ є також перехідні іонізаційні ефекти, зумовлені утворенням потужних імпульсів фотострумів у всіх областях кристала, включаючи не тільки області, де формували робочі транзистори, діодні структури, дифузійні резистори, але також ізолюючі і приповерхневі шари ІМС. Ізоляція р-n-переходами є серйозним недоліком ІОУ, що працюють в полях іонізуючих випромінювань. Вплив γ-випромінювання, електронного та високоенергетичного нейтронного (Е "> 14 МеВ) випромінювань призводить до утворення через ізолюючі pn-переходи потужних фотострумів, які можуть бути причиною порушення електричної ізоляції р-і n-областей, зростання розсіюваною потужності, виникнення тиристорного ефекту, пробою як у робітників, так і в паразитних транзисторах. Значний внесок в освіту фотострумів вносять ділянки підкладки, прилеглі до ізолюючим pn-переходах. Тому ці струми можна помітно зменшити легуванням підкладки з тильної сторони золотом, що зменшує час життя носіїв у підкладці. Найбільш ефективним способом зменшення фотострумів є застосування діелектричної ізоляції, а також використання плівкових резисторів замість дифузійних.
Вплив іонізуючого випромінювання позначається також на частотних та імпульсних характеристиках ІОУ в області малих часів. При опроміненні, що створює об'ємні структурні пошкодження, частота одиничного підсилення для некорректірованного ІОУ змінюється незначно аж до Флюєнси жовтня 1915 нейтр. / см 2 і більше. Верхня гранична частота для більшості ІОУ зростає, що пояснюється зменшенням коефіцієнтів посилення каскадів, внаслідок чого зменшується вплив паразитних ємностей. Ці зміни призводять до зниження запасу стійкості, oднако оскільки в реальних умовах остання теж зменшується, то в підсумку при опроміненні самозбудження ІОУ малоймовірно.
Критеріальні параметри для оцінки стійкості ОУ.
Як правило, нормативна документація (НД) на ІОУ встановлює відхилення вихідної напруги від нуля ΔU вх від, наведеного до входу, як критеріального параметра при визначенні рівня бессбойной роботи (УБР) і часу втрати працездатності (ВIIP) при впливі імпульсного ШІ.
Типова схема включення за НД для контролю параметра ΔU вх. Від показана на рис.2, причому коефіцієнт підсилення схеми К і вибирається в діапазоні від 10 до 1000 без належного обгрунтування. Напруга відхилення від нуля розраховується за спрощеною формулою:
ΔU вх. Від = ΔU вих / K u.
Критерій працездатності ІОУ по параметрі U BX для визначення УБР і ВПР задається виразом
ΔU вх. Від £ ΔU вх. Від норм або ΔU вих £ ΔU вх. Від норм K u
Як показали експерименти, в залежності від технології істотно розрізняються чутливість до впливу стаціонарного ШІ того чи іншого параметра однотипних ОУ, розрізняються залежність АЧХ від величини поглиненої дози, рівень катастрофічного відмови, характер зміни напруги зміщення нуля та ін Так, наприклад, рівень катастрофічного відмови ОУ 140УД17 різниться на порядок в залежності від підприємства-виробника. У зв'язку з цим один і той же тип ОУ міг відповідати або ні нормам ТУ. Т.ч. очевидна неможливість прогнозування радіаційного поведінки ОУ за результатами дослідження схем того ж типу, але іншого конструктивно-технологічного виконання. Більш того, підтверджується неінформативно використання одного і того ж критеріального параметра для порівняльної оцінки радіаційної стійкості всіх ОУ, тому що критеріальний параметр, тобто найбільш чутливий до впливу того чи іншого типу ІІ, визначається технологією виготовлення мікросхеми.
Нижче наведена таблиця параметрів, що реагують на вплив ІІ для деяких підсилювачів.
З представленого матеріалу, що підтверджується численними експериментами, випливає, що напруга зміщення нуля, яке визначається як наведене до входу вихідна напруга не є інформативним параметром при визначенні рівня бессбойной роботи ІОУ при впливі імпульсних спецфакторов. Більш інформативним показником стійкості ІОУ при впливі ДІВ є час втрати працездатності (ВВР), визначається за зменшення відхилення вихідної напруги до заданого рівня.
Вибір загального критерію працездатності для визначення УБР і ВПР, що відображає здатність ІОУ посилювати сигнал із заданою точністю, можна здійснити тільки умовно без прив'язки до конкретного застосування ІОУ. Пряма оцінка за найгіршим випадку (наприклад включення ІОУ без ОС) також неінформативна, тому що при цьому виходять завідомо завищені значення ВВР. Проте попередні оцінки показують, що в цьому випадку можливий перерахунок отриманих значень ВПР до конкретної схемі включення.
Проектування радіаційно-стійких ІОУ.
На етапі проектування проблему підвищення радіаційної стійкості апаратури найбільш ефективно можна вирішити відповідним вибором способу корекції перехідних і частотних характеристик підсилювача. Найкращі результати виходять при включенні швидкодіючого каналу (см.ріс.3) паралельно найбільш інерційному каскаду інтегрального операційного підсилювача, а найгірші результати при корекції інтегруючим конденсатором С кор, що підключається між виходом і входом каскаду проміжного підсилювача в мікросхемі.
Рис.3. Аналогове пристрій на АІМС з паралельним швидкодіючим каналом:
а - структурна схема;
б - схема заміщення
Включення швидкодіючого каналу за певних умов істотно підвищує швидкодію інтегрального операційного підсилювача і, відповідно, частоту одиничного посилення f 1іс. Це дозволяє, використовуючи низькочастотну мікросхему з підвищеною радіаційною стійкістю, спроектувати швидкодіючий підсилювач, здатний працювати нормально при помітно більшому рівні іонізуючого випромінювання. Цей спосіб корекції одночасно дозволяє на порядок і більше скоротити тривалість ВВР підсилювача. Реалізація цього способу корекції можливе тільки у інтегрального операційного підсилювача з додатковими висновками для підключення коригуючого конденсатора (як, наприклад мікросхема LM101A і її аналог 153УД2). При цьому швидкодіючий канал, що підключається до зазначених висновків, будують на дискретних елементах. Зазначеними особливостями реалізації пояснюється обмежене застосування цього способу корекції.
Включення коригуючого конденсатора З кор, по-перше, призводить до зменшення імпульсної добротності інтегрального операційного підсилювача в (1 + З кор / З ис) 1 / 2 разів і, відповідно частоти одиничного посилення f 1Кор. При цьому доводиться використовувати більш високочастотні мікросхеми, які, як правило, мають меншу радіаційною стійкістю. По-друге, воно супроводжується помітним збільшенням коефіцієнта передавальної функції інтегрального операційного підсилювача
b 1Кор = С кор R кор.ек + b 1іс величиною якого лімітується (для запобігання перевантаження по входу) найбільша амплітуда вихідної напруги підсилювача.
Крім цього відбувається збільшення ВВР у b 1Кор / b 1іс разів (причому часто 1Кор / b 1іс > 10) Зростає амплітуда відхилення вихідної напруги при ДІВ. Необхідно враховувати ще один недолік корекції інтегруючим конденсатором, що полягає в наступному. Якщо через радіаційного впливу опір R кор.ек зменшується настільки, що воно стає менше R кор.ек <(b 2іс F) 1 / 2 / C ис, то вибрана мікросхема виявляється непридатною для забезпечення заданого посилення До u з необхідним швидкодією. При цьому потрібно вибирати більш високочастотний інтегральний операційний підсилювач (незалежно від того корекція внутрішня чи зовнішня).
Найбільш простим і, одночасно, досить ефективним способом корекції є включення в канал зворотного зв'язку резистивної-ємнісний ланцюга (див. рис.4).
Цей спосіб корекції позбавлений тих недоліків, властивих корекції за допомогою З кор, і за своєю ефективністю поступається тільки корекції включенням швидкодіючого каналу. Корекція резистивної-ємнісний ланцюгом особливо ефективно в підсилювачах на трансімпедансних ІОУ.
В даний час більшість ІОУ випускаються з внутрішньої корекцією, в яких З кор забезпечує нормальну роботу мікросхеми зі зворотним зв'язком при коефіцієнті посилення До і, не менше зазначеному в довіднику значення (К і = 1, 2, 5; 10). При радіаційному впливі ефективність впливу З кор послаблюється через зменшення R кор. Ек, що необхідно враховувати при проектуванні підсилювачів, орієнтуючись на більше значення К і і, відповідно, меншу глибину зворотного зв'язку, з тим, щоб виключити можливість самозбудження ІОУ.
Відзначимо, що і в ІОУ з внутрішньої корекцією доцільне включення в канал зворотного зв'язку резистивної-ємнісний ланцюга, яка дозволяє до певної міри виправити недоліки, зумовлені внутрішньої корекцією. Такий підхід є просто необхідний при використанні трансімпедансних підсилювачів з внутрішньої корекцією.
Наступне питання, яке потребує вирішення на етапі схемотехнічного синтезу, це - вибір виду зворотного зв'язку. Вибір ОС по на напрузі або по струму вирішується залежно від призначення підсилювача. У вихідних підсилювачах, призначених для формування імпульсних сигналів з крутими перепадами в високоомній навантаженні з ємнісний реакцією, найкращі результати виходять при зворотному зв'язку з напруги. У підсилювачах з струмовим виходом, формують потужні імпульси струму з крутими перепадами в низкоомной навантаженні з індуктивним реакцією, включають зворотний зв'язок по току.
Вибір послідовної ОС або паралельної однозначно вирішується на користь першої з них з наступних причин. По-перше, при заданій глибині зворотного зв'язку F схема з послідовною зворотним зв'язком забезпечує посилення на одиницю більше, ніж при паралельній зворотного зв'язку. У цьому неважко переконатися, розглядаючи наближені формули, що визначають коефіцієнти підсилення:
K u noc »1 + R 1 / R 2 і K u noc »1 + R 1 / R д (*) Де R l і R 2 - опору резисторів в каналах зворотного зв'язку; R д - вихідний опір датчика, напруга якого посилюється. З аналізу співвідношень (*) слід другий недолік паралельної зворотного зв'язку, пов'язаний з відхиленням коефіцієнта посилення від номінальної величини, яке відбувається через зміни опору датчика R д.
DK u / K u = DR 1 / R 1 - DR 2 / R 2
Це особливо небезпечно в апаратурі, призначеної для роботи в тривалий час в умовах радіаційного впливу, коли потрібно встановити деградацію параметрів елементів схеми в залежності від часу реєстрації вихідної напруги підсилювача. Що стосується впливу змін опорів резисторів R 1 і R 2, то при відповідному виборі резисторів (наприклад, плівкові резистори) можна істотно зменшити їх рассогласуются дію при радіаційному впливі. По-третє, так само як деградація опорів DR д, DR 1 DR 2 впливає на точність посилення в області середніх частот, зміна ємностей DС Д, DС 1 DС 2, під впливом радіації призводить до відхилення викиду на вершині імпульсу або нерівномірності АЧХ від номінальної величини, причому якщо в схемі з послідовною зворотним зв'язком відхилення DС 1 і DС 2 можна істотно зменшити, то деградація DС Д визначається видом датчика.
По-четверте, у схемі з паралельною ОС є всього два ступені свободи (З 1 і R 1), тоді як при послідовній зворотного зв'язку їх чотири: R 1 З 1 R 2, С 2. Це істотна перевага взагалі, а у схемах, що працюють при спецвоздействіях - особливо, так як ці ступеня свободи дозволяють проводити параметричну оптимізацію схеми, забезпечуючи тим самим значне поліпшення характеристик підсилювача в області малих часів або вищих частот.
Переваги послідовної зворотного зв'язку особливо яскраво проявляються в преампа з протишумові корекцією і заряд-чутливих підсилювачах на малошумящих інтегральних операційних підсилювачах.
Наскільки ефективні рекомендовані способи поліпшення сигнальних характеристик підсилювачів, призначених для тривалої експлуатації в умовах стаціонарного радіаційного впливу, можна ілюструвати на прикладі імпульсного підсилювача з коефіцієнтним посилення До і = 10 на мікросхемі 153УД2. Щоб виключити самозбудження схеми потрібно збільшити ємність коригуючого конденсатора (С кор = 70 пФ) і обмежити значення коефіцієнта d e ³ Ö2 (F - глибина OC). При цьому час наростання фронту перехідної характеристики t н = 0.7 мкс при викиді на вершині імпульсу e1 = 4.3%.
При реалізації такого підсилювача з корекцією RC-ланцюгом (див. рис.4) час наростання фронту вдалося зменшити у 5.4 рази, тобто воно стало рівним 0.13 мкс при викиді e = 2.9%.
Перевірка на імпульсні перевантаження по вхідного ланцюга, лімітуючі найбільшу амплітуду вихідного імпульсу U вихтіб, показала, що у схемі з З кор U вьшпнб <170мВ, тоді як застосування RC '-ланцюга дозволило збільшити U ви xmn6 у 8 разів, тобто відтворювати імпульси з крутими перепадами найбільшою амплітудою U'ихтнб = 1.35В!
Щоб можна було реалізувати підсилювач з К в = 10; t н = 0.13 мкс застосуванням корекції інтегруючим конденсатором С кор, то треба було використовувати інтегральні операційні підсилювачі з частотою одиничного посилення f 1іс = 38 МГц, тобто у 5.4 рази більшою f 1іс, ніж у 153УД2. При цьому найбільшу амплітуду U вихотнб все одно не вдається збільшити до рівня 1.35В. Враховуючи, що понад високочастотна схема, як правило, менш радіаційно-стійке, то гідності радіаційних коштів - очевидні! Аналогічні результати отримані і в широкосмугових підсилювачах.
Зменшення ВВР електронної апаратури.
Ця проблема виникає при проектуванні електронної апаратури, призначеної для роботи в умовах короткочасного впливу потужного іонізуючого імпульсу, що призводить до збою роботи пристрою або порушення його нормального режиму. При цьому відбувається суттєве відхилення вихідної напруги інтегрального операційного підсилювача від нуля DU вих, амплітудою якого визначається рівень бессбойной роботи апаратури, а часу спаду DU вих до рівня, коли відновлюється нормальна робота підсилювача, встановлюється час відновлення працездатності.
Як показують дослідження, тривалість ВВР у значній мірі визначається функцією передачі підсилювача: вона зменшується зі збільшенням глибини ОС F і зі зменшенням коефіцієнтів передачі b 2Кор і b 1Кор. Тому і в даному випадку корекція інтегруючим конденсатором С кор приводить до збільшення b 2Кор = b 2іс (1 + З кор / З іс) в (1 + З кор / З іс) раз, а b 1Кор = b 1іс + С кор R кор. ек на величину З кор R кор. ек супроводжується погіршенням показників підсилювача, що характеризують його радіаційну стійкість: відбувається істотне збільшення ВВР і деяке зростання рівня бессбойной роботи, обумовлений збільшенням амплітуди DU вих.
Помітне скорочення часу відновлення працездатності і збільшення рівня бессбойной роботи відбувається знову ж таки при корекції RC-ланцюгом в каналі зворотного зв'язку.
Тобто за всіма характеристиками в умовах іонізуючих спецвоздействій більш доцільним є використання ІОУ з корекцією резистивної-ємнісними зв'язками в каналі послідовної ОС.
Список літератури.
1. Агаханян Т.М., Аствацатурьян Є.Р., Скоробогатов П. К. Радіаційні ефекти в інтегральних мікросхемах / Под ред. Т.М. Агаханяна. М.: Енергопроміздат, 1989.
2. Агаханян Т. М.. Проектування радіаційно-стійких електронних підсилювачів на ІОУ
3. Оболенський С.В. Фізико-топологічний моделювання характеристик субмікронних польових транзисторів на арсеніді галію з урахуванням радіаційних ефектів / / Праці 3-ї наради за проектом НАТО SfP-973799 Semiconductors. / / Нижній Новгород, 2003
4. Бойченко Д. В., Нікіфоров А. Ю. Дослідження впливу технології на радіаційну стійкість ОУ. / / Радіаційна стійкість електронних систем. Науково-технічний збірник. 2000 / СПЕЛС
5. Агаханян Т. М. Схемотехнічні способи підвищення радіаційної стійкості електронних підсилювачів на аналогових мікросхемах. / / Мікроелектроніка, 2004, том33, № 3.
6. Агаханян Т.М., Нікіфоров А. Т. Прогнозування ефектів впливу імпульсного іонізуючого випромінювання на операційні підсилювачі. / / Мікроелектроніка, 2002, том 31, № 31
7. Goddard Space Flight Center. TOTAL DOSE CHARACTERIZATION TESTS / / http://radhome.gsfc.nasa.gov/radhome/papers/TIDPart.html
8. Агаханян Т. М. Синтез аналогових пристроїв: Навчальний посібник / / М.: МІФІ, 1989
У диференціальних каскадах на уніполярних транзисторах в області середніх і вищих частот, де переважають тепловий шум каналу i шс і дробовий шум струму затвора i ш. З шуми при опроміненні зростають через зменшення крутизни характеристики транзистора S і збільшення струму затвора внаслідок зростання струму генерації в керуючому р-n-переході. Зростають також низькочастотні шуми, обумовлені флуктуаціями заряду струмів генерації-рекомбінації в обедненном шарі ізолюючого р-n-переходу. При цей відносне збільшення шумового опору практично не залежить від частоти.
Рівень власних шумів каскаду підвищується через шумів фотострумів, особливо при високих імпедансу джерела сигналу.
Рівень шумів диференціального каскаду залежить також від схеми подачі вхідного сигналу і знімання вихідного напруги. На практиці нерідко подають сигнал тільки на один з входів каскаду По відношенню до цього входу інтенсивність первинного шумової напруги зростає.
Порівняння диференціальних каскадів на біполярних і уніполярних транзисторах по їх шумовим показниками в області середніх частот показує, що в перших з них при роботі від джерел з R р>> 10 3 Ом рівень шуму вище. Слід мати на увазі, що каскади на уніполярних транзисторах менш критичні до вибору оптимального опору джерела вхідного сигналу, а тому зміна умови оптимальності при опроміненні не призводить до додаткового збільшення шуму.
Радіаційні ефекти в ІОУ.
Вплив ІІ параметри ІОУ.
Інтегральні операційні підсилювачі (ІОУ) представляють собою високоякісні прецизійні підсилювачі, які відносяться до класу універсальних і багатофункціональних аналогових мікросхем. Радіаційна стійкість аналогових ІМС визначається не тільки впливом іонізуючих випромінювань на характеристики елементів мікросхеми, але вона залежить також від структури ІМС і схемотехнічних особливостей. Оскільки більшість сучасних аналогових ІМС побудовані за структурою ІОУ, то на їх прикладі можна з'ясувати вплив радіаційних ефектів на характеристики аналогових мікросхем.
Спеціалізовані ІОУ приватного застосування, до числа яких відносяться мікросхеми з підвищеним вхідним опором, прецизійні і мікропотужні ІОУ, швидкодіючі підсилювачі [11], звичайно більш чутливі до залишкових радіаційним ефектів, так як схемотехнічні та технологічні заходи, що застосовуються для досягнення граничних можливостей з яких-небудь параметрами, як правило, призводять до зниження їх радіаційної стійкості. Особливо чутливі до впливу опромінення ІОУ при роботі в мікрорежимі. Це пояснюється тим, що в мікрорежимі деградація параметрів транзисторів відбувається при більш низьких Флюєнси.
Причиною порушення нормальної роботи ІОУ є також перехідні іонізаційні ефекти, зумовлені утворенням потужних імпульсів фотострумів у всіх областях кристала, включаючи не тільки області, де формували робочі транзистори, діодні структури, дифузійні резистори, але також ізолюючі і приповерхневі шари ІМС. Ізоляція р-n-переходами є серйозним недоліком ІОУ, що працюють в полях іонізуючих випромінювань. Вплив γ-випромінювання, електронного та високоенергетичного нейтронного (Е "> 14 МеВ) випромінювань призводить до утворення через ізолюючі pn-переходи потужних фотострумів, які можуть бути причиною порушення електричної ізоляції р-і n-областей, зростання розсіюваною потужності, виникнення тиристорного ефекту, пробою як у робітників, так і в паразитних транзисторах. Значний внесок в освіту фотострумів вносять ділянки підкладки, прилеглі до ізолюючим pn-переходах. Тому ці струми можна помітно зменшити легуванням підкладки з тильної сторони золотом, що зменшує час життя носіїв у підкладці. Найбільш ефективним способом зменшення фотострумів є застосування діелектричної ізоляції, а також використання плівкових резисторів замість дифузійних.
Вплив іонізуючого випромінювання позначається також на частотних та імпульсних характеристиках ІОУ в області малих часів. При опроміненні, що створює об'ємні структурні пошкодження, частота одиничного підсилення для некорректірованного ІОУ змінюється незначно аж до Флюєнси жовтня 1915 нейтр. / см 2 і більше. Верхня гранична частота для більшості ІОУ зростає, що пояснюється зменшенням коефіцієнтів посилення каскадів, внаслідок чого зменшується вплив паразитних ємностей. Ці зміни призводять до зниження запасу стійкості, oднако оскільки в реальних умовах остання теж зменшується, то в підсумку при опроміненні самозбудження ІОУ малоймовірно.
Критеріальні параметри для оцінки стійкості ОУ.
Як правило, нормативна документація (НД) на ІОУ встановлює відхилення вихідної напруги від нуля ΔU вх від, наведеного до входу, як критеріального параметра при визначенні рівня бессбойной роботи (УБР) і часу втрати працездатності (ВIIP) при впливі імпульсного ШІ.
Рис. 2. Схема включення ІОУ для визначення відхилення вихідної напруги від нуля, наведеного до входу ΔU вх від |
ΔU вх. Від = ΔU вих / K u.
Критерій працездатності ІОУ по параметрі U BX для визначення УБР і ВПР задається виразом
ΔU вх. Від £ ΔU вх. Від норм або ΔU вих £ ΔU вх. Від норм K u
Як показали експерименти, в залежності від технології істотно розрізняються чутливість до впливу стаціонарного ШІ того чи іншого параметра однотипних ОУ, розрізняються залежність АЧХ від величини поглиненої дози, рівень катастрофічного відмови, характер зміни напруги зміщення нуля та ін Так, наприклад, рівень катастрофічного відмови ОУ 140УД17 різниться на порядок в залежності від підприємства-виробника. У зв'язку з цим один і той же тип ОУ міг відповідати або ні нормам ТУ. Т.ч. очевидна неможливість прогнозування радіаційного поведінки ОУ за результатами дослідження схем того ж типу, але іншого конструктивно-технологічного виконання. Більш того, підтверджується неінформативно використання одного і того ж критеріального параметра для порівняльної оцінки радіаційної стійкості всіх ОУ, тому що критеріальний параметр, тобто найбільш чутливий до впливу того чи іншого типу ІІ, визначається технологією виготовлення мікросхеми.
Нижче наведена таблиця параметрів, що реагують на вплив ІІ для деяких підсилювачів.
| Марка ОУ | Параметри ОП, схильні до радіації |
| OP 400 | + Ib,-Ib, Gain_2k, Slew Rate |
| OP 467 | + Ib,-Ib, Icc, Voh_2k |
| AD 620 | + Ib,-Ib, PSRR_pos, + Swing, all of gain_errors |
| AD 845 | Icc, P_PSRR_A, Vol |
| LF 147 | None |
| LF 155a | + Ib,-Ib |
| LMC 6464 | + Ib,-Ib, Ios, Voh_100k AD, Vol_100k AD, Slew Rate AD, GBW AD |
| OP 2007 (0,14 R (Si) / s) | VOS, P_IIB, N_IIB, IIOS, CMRR, P_AOL_2k, N_AOL_2k, Slew Rate |
| OP 2007 (0,58 R (Si) / s) | VOS, P_IIB, N_IIB, IIOS, CMRR, PSRR, VOUT, AOL, Slew Rate |
| OP 15 | VOS, + Ibias,-Ibias, Iio |
| OP 27 | VOS, P_IIB, N_IIB |
| OP 77 | VOS_0V, P_IIB_0V, N_IIB_0V |
| OP 270 | + Ib_A,-Ib_A, + Ib_B,-Ib_B, Ios_A, Ios_B, Open Loop Gain B |
| PA07M/883 | Voffset |
| LM 10 | VOS, P_IIB, N_IIB, IIOS, CMRR, PSRR, AOL, ASH, REF GAIN, V_FB, I_FB, Line Reg, Load Reg |
| OP 07A | VOS_0V, P_IIB_0V, N_IIB_0V, P_AOL, N_AOL, IIOS_0V, CMRR, + PSRR,-PSRR |
| AD 645 | vio |
Вибір загального критерію працездатності для визначення УБР і ВПР, що відображає здатність ІОУ посилювати сигнал із заданою точністю, можна здійснити тільки умовно без прив'язки до конкретного застосування ІОУ. Пряма оцінка за найгіршим випадку (наприклад включення ІОУ без ОС) також неінформативна, тому що при цьому виходять завідомо завищені значення ВВР. Проте попередні оцінки показують, що в цьому випадку можливий перерахунок отриманих значень ВПР до конкретної схемі включення.
Проектування радіаційно-стійких ІОУ.
На етапі проектування проблему підвищення радіаційної стійкості апаратури найбільш ефективно можна вирішити відповідним вибором способу корекції перехідних і частотних характеристик підсилювача. Найкращі результати виходять при включенні швидкодіючого каналу (см.ріс.3) паралельно найбільш інерційному каскаду інтегрального операційного підсилювача, а найгірші результати при корекції інтегруючим конденсатором С кор, що підключається між виходом і входом каскаду проміжного підсилювача в мікросхемі.
а - структурна схема;
б - схема заміщення
Включення швидкодіючого каналу за певних умов істотно підвищує швидкодію інтегрального операційного підсилювача і, відповідно, частоту одиничного посилення f 1іс. Це дозволяє, використовуючи низькочастотну мікросхему з підвищеною радіаційною стійкістю, спроектувати швидкодіючий підсилювач, здатний працювати нормально при помітно більшому рівні іонізуючого випромінювання. Цей спосіб корекції одночасно дозволяє на порядок і більше скоротити тривалість ВВР підсилювача. Реалізація цього способу корекції можливе тільки у інтегрального операційного підсилювача з додатковими висновками для підключення коригуючого конденсатора (як, наприклад мікросхема LM101A і її аналог 153УД2). При цьому швидкодіючий канал, що підключається до зазначених висновків, будують на дискретних елементах. Зазначеними особливостями реалізації пояснюється обмежене застосування цього способу корекції.
Включення коригуючого конденсатора З кор, по-перше, призводить до зменшення імпульсної добротності інтегрального операційного підсилювача в (1 + З кор / З ис) 1 / 2 разів і, відповідно частоти одиничного посилення f 1Кор. При цьому доводиться використовувати більш високочастотні мікросхеми, які, як правило, мають меншу радіаційною стійкістю. По-друге, воно супроводжується помітним збільшенням коефіцієнта передавальної функції інтегрального операційного підсилювача
b 1Кор = С кор R кор.ек + b 1іс величиною якого лімітується (для запобігання перевантаження по входу) найбільша амплітуда вихідної напруги підсилювача.
Крім цього відбувається збільшення ВВР у b 1Кор / b 1іс разів (причому часто 1Кор / b 1іс > 10) Зростає амплітуда відхилення вихідної напруги при ДІВ. Необхідно враховувати ще один недолік корекції інтегруючим конденсатором, що полягає в наступному. Якщо через радіаційного впливу опір R кор.ек зменшується настільки, що воно стає менше R кор.ек <(b 2іс F) 1 / 2 / C ис, то вибрана мікросхема виявляється непридатною для забезпечення заданого посилення До u з необхідним швидкодією. При цьому потрібно вибирати більш високочастотний інтегральний операційний підсилювач (незалежно від того корекція внутрішня чи зовнішня).
Найбільш простим і, одночасно, досить ефективним способом корекції є включення в канал зворотного зв'язку резистивної-ємнісний ланцюга (див. рис.4).
Рис.4 Схема підсилювача на ІОУ з резистивної-ємнісними зв'язками в канал послідовної ОС. |
В даний час більшість ІОУ випускаються з внутрішньої корекцією, в яких З кор забезпечує нормальну роботу мікросхеми зі зворотним зв'язком при коефіцієнті посилення До і, не менше зазначеному в довіднику значення (К і = 1, 2, 5; 10). При радіаційному впливі ефективність впливу З кор послаблюється через зменшення R кор. Ек, що необхідно враховувати при проектуванні підсилювачів, орієнтуючись на більше значення К і і, відповідно, меншу глибину зворотного зв'язку, з тим, щоб виключити можливість самозбудження ІОУ.
Відзначимо, що і в ІОУ з внутрішньої корекцією доцільне включення в канал зворотного зв'язку резистивної-ємнісний ланцюга, яка дозволяє до певної міри виправити недоліки, зумовлені внутрішньої корекцією. Такий підхід є просто необхідний при використанні трансімпедансних підсилювачів з внутрішньої корекцією.
Наступне питання, яке потребує вирішення на етапі схемотехнічного синтезу, це - вибір виду зворотного зв'язку. Вибір ОС по на напрузі або по струму вирішується залежно від призначення підсилювача. У вихідних підсилювачах, призначених для формування імпульсних сигналів з крутими перепадами в високоомній навантаженні з ємнісний реакцією, найкращі результати виходять при зворотному зв'язку з напруги. У підсилювачах з струмовим виходом, формують потужні імпульси струму з крутими перепадами в низкоомной навантаженні з індуктивним реакцією, включають зворотний зв'язок по току.
Вибір послідовної ОС або паралельної однозначно вирішується на користь першої з них з наступних причин. По-перше, при заданій глибині зворотного зв'язку F схема з послідовною зворотним зв'язком забезпечує посилення на одиницю більше, ніж при паралельній зворотного зв'язку. У цьому неважко переконатися, розглядаючи наближені формули, що визначають коефіцієнти підсилення:
K u noc »1 + R 1 / R 2 і K u noc »1 + R 1 / R д (*) Де R l і R 2 - опору резисторів в каналах зворотного зв'язку; R д - вихідний опір датчика, напруга якого посилюється. З аналізу співвідношень (*) слід другий недолік паралельної зворотного зв'язку, пов'язаний з відхиленням коефіцієнта посилення від номінальної величини, яке відбувається через зміни опору датчика R д.
DK u / K u = DR 1 / R 1 - DR 2 / R 2
Це особливо небезпечно в апаратурі, призначеної для роботи в тривалий час в умовах радіаційного впливу, коли потрібно встановити деградацію параметрів елементів схеми в залежності від часу реєстрації вихідної напруги підсилювача. Що стосується впливу змін опорів резисторів R 1 і R 2, то при відповідному виборі резисторів (наприклад, плівкові резистори) можна істотно зменшити їх рассогласуются дію при радіаційному впливі. По-третє, так само як деградація опорів DR д, DR 1 DR 2 впливає на точність посилення в області середніх частот, зміна ємностей DС Д, DС 1 DС 2, під впливом радіації призводить до відхилення викиду на вершині імпульсу або нерівномірності АЧХ від номінальної величини, причому якщо в схемі з послідовною зворотним зв'язком відхилення DС 1 і DС 2 можна істотно зменшити, то деградація DС Д визначається видом датчика.
По-четверте, у схемі з паралельною ОС є всього два ступені свободи (З 1 і R 1), тоді як при послідовній зворотного зв'язку їх чотири: R 1 З 1 R 2, С 2. Це істотна перевага взагалі, а у схемах, що працюють при спецвоздействіях - особливо, так як ці ступеня свободи дозволяють проводити параметричну оптимізацію схеми, забезпечуючи тим самим значне поліпшення характеристик підсилювача в області малих часів або вищих частот.
Переваги послідовної зворотного зв'язку особливо яскраво проявляються в преампа з протишумові корекцією і заряд-чутливих підсилювачах на малошумящих інтегральних операційних підсилювачах.
Наскільки ефективні рекомендовані способи поліпшення сигнальних характеристик підсилювачів, призначених для тривалої експлуатації в умовах стаціонарного радіаційного впливу, можна ілюструвати на прикладі імпульсного підсилювача з коефіцієнтним посилення До і = 10 на мікросхемі 153УД2. Щоб виключити самозбудження схеми потрібно збільшити ємність коригуючого конденсатора (С кор = 70 пФ) і обмежити значення коефіцієнта d e ³ Ö2 (F - глибина OC). При цьому час наростання фронту перехідної характеристики t н = 0.7 мкс при викиді на вершині імпульсу e1 = 4.3%.
При реалізації такого підсилювача з корекцією RC-ланцюгом (див. рис.4) час наростання фронту вдалося зменшити у 5.4 рази, тобто воно стало рівним 0.13 мкс при викиді e = 2.9%.
Перевірка на імпульсні перевантаження по вхідного ланцюга, лімітуючі найбільшу амплітуду вихідного імпульсу U вихтіб, показала, що у схемі з З кор U вьшпнб <170мВ, тоді як застосування RC '-ланцюга дозволило збільшити U ви xmn6 у 8 разів, тобто відтворювати імпульси з крутими перепадами найбільшою амплітудою U'ихтнб = 1.35В!
Щоб можна було реалізувати підсилювач з К в = 10; t н = 0.13 мкс застосуванням корекції інтегруючим конденсатором С кор, то треба було використовувати інтегральні операційні підсилювачі з частотою одиничного посилення f 1іс = 38 МГц, тобто у 5.4 рази більшою f 1іс, ніж у 153УД2. При цьому найбільшу амплітуду U вихотнб все одно не вдається збільшити до рівня 1.35В. Враховуючи, що понад високочастотна схема, як правило, менш радіаційно-стійке, то гідності радіаційних коштів - очевидні! Аналогічні результати отримані і в широкосмугових підсилювачах.
Зменшення ВВР електронної апаратури.
Ця проблема виникає при проектуванні електронної апаратури, призначеної для роботи в умовах короткочасного впливу потужного іонізуючого імпульсу, що призводить до збою роботи пристрою або порушення його нормального режиму. При цьому відбувається суттєве відхилення вихідної напруги інтегрального операційного підсилювача від нуля DU вих, амплітудою якого визначається рівень бессбойной роботи апаратури, а часу спаду DU вих до рівня, коли відновлюється нормальна робота підсилювача, встановлюється час відновлення працездатності.
Як показують дослідження, тривалість ВВР у значній мірі визначається функцією передачі підсилювача: вона зменшується зі збільшенням глибини ОС F і зі зменшенням коефіцієнтів передачі b 2Кор і b 1Кор. Тому і в даному випадку корекція інтегруючим конденсатором С кор приводить до збільшення b 2Кор = b 2іс (1 + З кор / З іс) в (1 + З кор / З іс) раз, а b 1Кор = b 1іс + С кор R кор. ек на величину З кор R кор. ек супроводжується погіршенням показників підсилювача, що характеризують його радіаційну стійкість: відбувається істотне збільшення ВВР і деяке зростання рівня бессбойной роботи, обумовлений збільшенням амплітуди DU вих.
Помітне скорочення часу відновлення працездатності і збільшення рівня бессбойной роботи відбувається знову ж таки при корекції RC-ланцюгом в каналі зворотного зв'язку.
Тобто за всіма характеристиками в умовах іонізуючих спецвоздействій більш доцільним є використання ІОУ з корекцією резистивної-ємнісними зв'язками в каналі послідовної ОС.
Список літератури.
1. Агаханян Т.М., Аствацатурьян Є.Р., Скоробогатов П. К. Радіаційні ефекти в інтегральних мікросхемах / Под ред. Т.М. Агаханяна. М.: Енергопроміздат, 1989.
2. Агаханян Т. М.. Проектування радіаційно-стійких електронних підсилювачів на ІОУ
3. Оболенський С.В. Фізико-топологічний моделювання характеристик субмікронних польових транзисторів на арсеніді галію з урахуванням радіаційних ефектів / / Праці 3-ї наради за проектом НАТО SfP-973799 Semiconductors. / / Нижній Новгород, 2003
4. Бойченко Д. В., Нікіфоров А. Ю. Дослідження впливу технології на радіаційну стійкість ОУ. / / Радіаційна стійкість електронних систем. Науково-технічний збірник. 2000 / СПЕЛС
5. Агаханян Т. М. Схемотехнічні способи підвищення радіаційної стійкості електронних підсилювачів на аналогових мікросхемах. / / Мікроелектроніка, 2004, том33, № 3.
6. Агаханян Т.М., Нікіфоров А. Т. Прогнозування ефектів впливу імпульсного іонізуючого випромінювання на операційні підсилювачі. / / Мікроелектроніка, 2002, том 31, № 31
7. Goddard Space Flight Center. TOTAL DOSE CHARACTERIZATION TESTS / / http://radhome.gsfc.nasa.gov/radhome/papers/TIDPart.html
8. Агаханян Т. М. Синтез аналогових пристроїв: Навчальний посібник / / М.: МІФІ, 1989