1) Вступ
2) Вихідні дані для проектування
3) Загальна теорія і відомості
4) Розрахунок вихідного каскаду УМЗЧ
5) Розрахунок предоконечного каскаду УМЗЧ
6) Розрахунок каскаду попереднього підсилювача
7) Розрахунок ланцюга негативного зворотного зв'язку
8) Розрахунок розділових конденсаторів
9) Висновок про результати проектування
10) Список використаної літератури
1). Введення.
У даному курсовому проекті з дисципліни «Електронні ланцюги та прилади» проводиться розрахунок і вибірка транзисторів для підсилювального пристрою, а також піддати даний пристрій детального опрацювання.
У процесі виконання курсового проекту необхідно скласти принципову схему підсилювача потужності звукових частот (в ході подальшого аналізу - УМЗЧ), причому ніяких обмежень на принципи її побудови та складнощів немає. Єдина умова - підсилювач повинен бути бестрансформаторним.
Використовуючи наведені розрахункові співвідношення та довідковий матеріал, можна розрахувати кілька варіантів УМЗЧ без використання будь-якої іншої літератури.
Вибір варіанта завдання на курсове проектування відповідає порядковому номеру студента в журналі групи.
Варіанти завдання на курсове проектування складені відповідно до вимог ГОСТ.
При виконанні курсового проекту необхідно використовувати довідкову літературу, де наведені дані за основними параметрами резисторів, конденсаторів, діодів і транзисторів.
Серед можливих варіантів побудови бестрансформаторних підсилювачів потужності найбільшого поширення набули підсилювачі з використанням у двотактному вихідному каскаді емітерного повторювача на компліментарних біполярних транзисторах (транзистори структури pnp і npn з однаковими параметрами).
У різних модифікаціях підсилювачів використовується диференціальні каскади, операційні підсилювачі. Найбільш високоякісні і потужні підсилювачі працюють від двох джерел живлення.
2) Вихідні дані для проектування
3) Загальна теорія та відомості.
Вхідний сигнал подається на предоконечного підсилювач (УС) і потім через ланцюг створення початкового зсуву (СМ) на вихідні еміттерние повторювачі, що працюють в режимі класу АВ. При використанні комплементарних транзисторів відпадає потреба в фазоінверсном каскаді. Параметри елементів ланцюга зміщення зазвичай термозавісіми, тобто сам ланцюг є частиною схеми термокомпенсации струму спокою вихідного каскаду. Далі сигнал через елемент зв'язку (ЕС) у вигляді перехідного конденсатора (якщо використовується одне джерело харчування) або безпосередньо (якщо використовуються два джерела живлення) подається на звуковідтворювальне пристрій.
УМЗЧ - це підсилювач, в якому зазвичай використовуються безпосередні зв'язки між каскадами і навантаженням, а в деяких випадках використовується і ємнісний зв'язок з навантаженням. Для забезпечення високої стабільності роботи вихідного каскаду і поліпшення якісних показників підсилювача він весь охоплюється ланцюгом негативного зворотного зв'язку (ООС). З цієї причини для забезпечення стійкості підсилювача число каскадів зазвичай не перевищує двох-трьох.
У реальному підсилювачі можуть включатися різні ланцюги корекції. Для ознайомлення з такими схемотехнічні рішення необхідно опрацювати наведену літературу.
Промисловістю освоєно випуск УМЗЧ на потужності до 20-50 Вт у вигляді інтегральних схем, на дискретних елементах, а також у вигляді змішаних конструкцій. Найбільш високоякісні підсилювачі виконуються на дискретних елементах, оскільки в такому варіанті легше вдається підібрати вихідні транзистори з близькими параметрами, забезпечити оптимальний режим роботи каскадів і використовувати транзистори з помітно більшою граничною частотою
Існує декілька стандартних схемотехнічних рішень УМЗЧ. На рис.2 і рис.3 наведено дві прості схеми підсилювачів потужності, що мають одне джерело живлення.
Транзистор VT1 (рис.2) включений за схемою з загальним емітером (ОЕ). Каскад на основі VT1 охоплений місцевої послідовної ООС по току за рахунок падіння напруги сигналу на R4. Весь УМЗЧ, включаючи VT1, охоплений загальною послідовної ООС по напрузі за рахунок R5, R4 і С1. Пізніше буде показано, що опір R5 багато більше R4, а опір С1 дуже малий. Коефіцієнт посилення каскаду на VT1 незначний, тому що в каскаді діє ООС, а навантаженням в основному є низька вхідний опір VT2.
Основне посилення забезпечується за рахунок каскаду на VT2, включеному за схемою з ОЕ. Його навантаженням є R7 і вихідний опір емітерного повторювача. За рахунок терморезистора R6 забезпечується початковий зсув для емітерний повторювач (ЕП) на VT3 і VT4, які по черзі працюють майже від повного відкриття до повного закривання.
У ЕП коефіцієнт посилення по напрузі
Тому з метою найбільш повного використання напруги харчування VT2 працює також в режимі від майже повного відкривання до майже повного закривання. Однак і при цьому кінцеві транзистори VT3 і VT4 недовикористовуються за напругою живлення і віддається потужності, що знижує коефіцієнт корисної дії (ККД) підсилювального каскаду.
На рис.2 умовно показано осцилограми для змінної складової сигналу в окремих точках аналізованої схеми. При надходженні першого позитивного напівперіоду сигналу на VT3 і VT4 струм VT3 збільшується, а струм VT4 зменшується. Імпульсний вихідний струм VT3
Для найбільш повного використання напруги джерела живлення в режимі спокою напруга в точці А має бути рівним 0,5 Ео. Його стабільність залежить від глибини загальної ООС по постійному струму. Тому вихід підсилювача безпосередньо з'єднується з першим каскадом через R5.
Глибина ООС по змінному струмі визначається заданим коефіцієнтом підсилення, коефіцієнтом нелінійних та частотних спотворень, нестабільністю напруги на виході. Коефіцієнт передачі ланцюга ООС по змінному струмі задається підбором опорів резисторів R4 і R5. У цьому випадку ємність конденсатора С1 повинна вибиратися такий, щоб його опір на нижній робочій частоті було б багато менше опору R4.
Схема підсилювача проста, але завжди має місце спад амплітудно-частотної характеристики (АЧХ) в області нижніх частот за рахунок С2 і є деяка асиметрія плечей вихідного сигналу. Струм спокою VT4 дещо більше струму VT3. Через транзистор VT4 протікає і струм спокою VT1 (штрихова лінія на рис.2). Ще один недолік полягає в тому, що розрахункова величина опору резистора R7 виявляється достатньо малою, оскільки вона однозначно визначається режимами роботи VT2, VT4 по постійному струму. Напруга в точці В одно (
Кілька кращими показниками відрізняється більш складний підсилювач, схема якого представлена на рис.3. Принцип її роботи аналогічний. Зупинимося лише на відмінностях.
Перша відмінність полягає в тому, що в якості елемента схеми термокомпенсации струму спокою замість терморезистора R6 (див. рис.2) використовуються діоди VD1 і VD2. Вони кріпляться безпосередньо на радіатор одного з вихідних транзисторів. При збільшенні температури діода його вольт-амперна характеристика (ВАХ) зміщується вліво приблизно на рівень 2,2 мВ / ° С (рис. 4).
Рис.3
Струми спокою баз транзисторів VT4 і VT5 у кілька десятків разів менше струму спокою колектора VT3. Тому струм діода можна вважати практично постійним, величина якого визначається режимом роботи транзистора VT3. У разі підвищення температури радіаторів транзисторів VT4 і VT5 падіння напруги ні діоді зменшується
Вважається, що в першому каскаді використовується диференційний каскад. Це не зовсім так, хоча графічне схожість є. У даному випадку простіше вважати, що на емітер транзистора VT1 також, як і в схемі представленої на рис.2. Подається сигнал по ланцюгу загальної ООС, але через емітерний повторювач, зібраний на VT2. тобто в ланцюг ООС включений активний елемент. Струм спокою VT1 протікає через R4, а не через вихідний транзистор. У цьому випадку поліпшується симетрія плечей вихідного каскаду.
Рис.4
У різних модифікаціях підсилювачів використовуються диференціальні каскади, операційні підсилювачі і т.д. Конкретні схемні рішення для таких підсилювачів будуть розглянуті в наступному розділі даного посібника.
Найбільш високоякісні і потужні підсилювачі працюють від двох джерел живлення. На рис.5 наведено фрагмент схеми вихідного каскаду такого класу. У режимі спокою через транзистори протікає малий струм
Оскільки точка С приєднана до корпусу, то потенціал точки А відносно корпусу буден дорівнює нулю. Постійний струм через навантаження не протікає. Таким чином немає необхідності у використанні будь-якого елемента зв'язку між вихідним каскадом і навантаженням.
Розрахунок УМЗЧ
Принципова схема найбільш простого і часто застосовується бестрансформатор-ного УМЗЧ з одним джерелом живлення наведена на рис.6. Принцип її роботи та методика розрахунку описані практично у всіх підручниках. Однак слід звернути увагу на три обставини. Істотний недолік підсилювача полягає в тому, що струм спокою транзистора VT2, який може вимірюватися десятками міліампер, протікає через навантаження
Рис.6
Вихідний каскад - емітерний повторювач (ЕП) на комплементарних транзисторах VT3 і VT4 з паралельним збудженням, що працює в режимі класу АВ. Його коефіцієнт підсилення по напрузі близький до одиниці. Тому для забезпечення у навантаженні максимальної потужності в ідеалі на вихідний каскад треба подавати сигнал з амплітудою 0,5 Ео. Таким чином, транзистор VT2 повинен гранично використовуватися по напрузі від повного відкриття (
Каскад на VT2 працює, в режимі класу А. Струм спокою VT2
У режимі спокою конденсатор С4 заряджений до напруги 0,5 Ео. Його ємність вибирається настільки великий, що за період сигналу це напруга практично не змінюється. Тоді при повному відкриванні VT4 по відношенню до VT2, VT3 і їх навантажень С4 і Eо виявляються включеними послідовно, тобто загальну напругу джерела живлення становить близько 1,5 Ео. Таким чином вдається збільшити амплітуду вхідного і, отже, вихідного сигналу.
При відключенні навантаження для забезпечення можливості настроювання підсилювача ставиться резистор R10 (R10 ~ 40
Економічний режим роботи такого вихідного каскаду досягається за рахунок правильного вибору напруги зсуву. Часто доводиться ставити резистор, зображений на рис.6 пунктиром.
Більш досконала схема УМЗЧ, позбавлена деяких зазначених вище недоліків, представлена на рис.7. Чутливий елемент схеми термокомпенсации струму спокою вихідного каскаду виконаний у вигляді транзистора VT3, який розміщується безпосередньо на радіаторі вихідного транзистора. При збільшенні температури відбувається зміщення його вихідних характеристик і збільшення
Навантаженням транзистора VT2 тепер вже не є резистор, а генератор стабільного струму (ГСТ) на транзисторі VT4 з елементами термокомпенсации струму спокою у вигляді діодів VD1, VD2 і вихідний опір кінцевого каскаду. Опір VТ4 для постійного струму багато менше, ніж для змінного. На рис.8 для прикладу наведено сімейство вихідних характеристик транзистора, на якому відзначено точка спокою при
мА. Тоді внутрішній опір VT4 для постійного струму складе 
Опір резисторів R11 і R12 становлять десяті частки Ома. Вони ставляться не тільки для деякого симетрування плечей вихідного каскаду за рахунок введення місцевої ООС, а й дещо обмежують струм VT5, VT6 при перевантаженні каскаду.
Стабільність потенціалу в точці з'єднання резисторів R11 і R12, рівного 0,5 Ео, збільшується при охопленні всього підсилювача по постійному струму через резистор R6 ООС по напрузі (послідовна по входу). Глибина ООС по змінному струмі задається резисторами R5, R6.
Описана схема УМЗЧ широко застосовується у підсилювачах, що працюють від одного джерела живлення. Можна запропонувати наступний приблизний порядок її розрахунку.
4) Розрахунок вихідного каскаду УМЗЧ
По заданих потужності в навантаженні Р н і опору навантаження R н і визначаються амплітуди напруги і струму:
U mn =
I mn = U mn / R н = 13,856 / 16 = 0,866 (А)
Опір резисторів R е = R 11 + R 12 в ланцюзі емітерів вибирається багато менше R н (Інакше сильно падає ККД).
Нехай:
R е = 0,05 R н, R е = 0,05 * 16 = 0,8 (Ом)
Розраховується напруга джерела живлення:
Е 0 ≥ 2 [I (R е. + R н) +1.5 U нас], Е 0 ≥ 2 [0.866 (0.8 +16) +1.5 * 1.5] ≥ 33.5976
де U нас - напруга насичення транзистора, яке для кремнієвих транзисторів складає близько 1В, а 1,5 - коефіцієнт запасу.
Остаточно величина Е 0 вибирається згідно з рядом ГОСТу в бік більшого номіналу.
Тоді напруга спокою і розсіює потужність на вихідних транзисторах будуть рівні:
U к = 0,5 Е 0; U к = 0,5 * 33.5976 = 16.7988 (В)
Р к = 0,101 U 2 к / R н, Р к = 0,101 * (16.7988) 2 / 16 = 1,781 (Вт)
Вибір транзистора проводиться з дотриманням наступних умов:
Р до max ≥ 1.3 Р к; Р до max ≥ 1,3 * 1,781 = 2,3 (Вт)
U КЕmax ≥ 1.2Е 0; U КЕmax> = 1.2 * 33,5976 = 40,3171 (В)
I Kmax ≥ 1.2 I mn; I Kmax ≥ 1.2 * 0,866 = 1,0392 (А)
f h 21К ≈ f h 21Е ≥ (3 ... 5) f в; f h 21К ≈ f h 21Е ≥ (24 ... 40)
де Р к max, U КЕmax, I Kmax, f h 21К і f h 21Е - відповідно гранична розсіюється на колекторі потужність, граничні напруги колектор-емітер і струм колектора, верхня гранична частота транзистора в схемі включення з загальним емітером і загальним колектором, а f в - верхня робоча частота сигналу.
Іноді в довідниках замість частоти f h 21Е, вказується частота f h 21Б або f Т. f h 21Б - це гранична частота коефіцієнта передачі струму h 21Б у схемі з загальною базою, тобто частота на якій цей коефіцієнт зменшується до рівня 0,7 у порівнянні з областю нижніх частот.
2) Вихідні дані для проектування
3) Загальна теорія і відомості
4) Розрахунок вихідного каскаду УМЗЧ
5) Розрахунок предоконечного каскаду УМЗЧ
6) Розрахунок каскаду попереднього підсилювача
7) Розрахунок ланцюга негативного зворотного зв'язку
8) Розрахунок розділових конденсаторів
9) Висновок про результати проектування
10) Список використаної літератури
1). Введення.
У даному курсовому проекті з дисципліни «Електронні ланцюги та прилади» проводиться розрахунок і вибірка транзисторів для підсилювального пристрою, а також піддати даний пристрій детального опрацювання.
У процесі виконання курсового проекту необхідно скласти принципову схему підсилювача потужності звукових частот (в ході подальшого аналізу - УМЗЧ), причому ніяких обмежень на принципи її побудови та складнощів немає. Єдина умова - підсилювач повинен бути бестрансформаторним.
Використовуючи наведені розрахункові співвідношення та довідковий матеріал, можна розрахувати кілька варіантів УМЗЧ без використання будь-якої іншої літератури.
Вибір варіанта завдання на курсове проектування відповідає порядковому номеру студента в журналі групи.
Варіанти завдання на курсове проектування складені відповідно до вимог ГОСТ.
При виконанні курсового проекту необхідно використовувати довідкову літературу, де наведені дані за основними параметрами резисторів, конденсаторів, діодів і транзисторів.
Серед можливих варіантів побудови бестрансформаторних підсилювачів потужності найбільшого поширення набули підсилювачі з використанням у двотактному вихідному каскаді емітерного повторювача на компліментарних біполярних транзисторах (транзистори структури pnp і npn з однаковими параметрами).
У різних модифікаціях підсилювачів використовується диференціальні каскади, операційні підсилювачі. Найбільш високоякісні і потужні підсилювачі працюють від двох джерел живлення.
2) Вихідні дані для проектування
| Вихідна потужність (Вт) | 6 |
| Нижня робоча частота (Гц) | 80 |
| Верхня робоча частота (кГц) | 8 |
| Нестабільність напруги на виході (D%) | 7 |
| Опір навантаження (Ом) | 16 |
| Напруга джерела живлення (В) | 9 |
| Внутрішній опір джерела сигналу (R н, кОм) | 3 |
Вхідний сигнал подається на предоконечного підсилювач (УС) і потім через ланцюг створення початкового зсуву (СМ) на вихідні еміттерние повторювачі, що працюють в режимі класу АВ. При використанні комплементарних транзисторів відпадає потреба в фазоінверсном каскаді. Параметри елементів ланцюга зміщення зазвичай термозавісіми, тобто сам ланцюг є частиною схеми термокомпенсации струму спокою вихідного каскаду. Далі сигнал через елемент зв'язку (ЕС) у вигляді перехідного конденсатора (якщо використовується одне джерело харчування) або безпосередньо (якщо використовуються два джерела живлення) подається на звуковідтворювальне пристрій.
УМЗЧ - це підсилювач, в якому зазвичай використовуються безпосередні зв'язки між каскадами і навантаженням, а в деяких випадках використовується і ємнісний зв'язок з навантаженням. Для забезпечення високої стабільності роботи вихідного каскаду і поліпшення якісних показників підсилювача він весь охоплюється ланцюгом негативного зворотного зв'язку (ООС). З цієї причини для забезпечення стійкості підсилювача число каскадів зазвичай не перевищує двох-трьох.
У реальному підсилювачі можуть включатися різні ланцюги корекції. Для ознайомлення з такими схемотехнічні рішення необхідно опрацювати наведену літературу.
Промисловістю освоєно випуск УМЗЧ на потужності до 20-50 Вт у вигляді інтегральних схем, на дискретних елементах, а також у вигляді змішаних конструкцій. Найбільш високоякісні підсилювачі виконуються на дискретних елементах, оскільки в такому варіанті легше вдається підібрати вихідні транзистори з близькими параметрами, забезпечити оптимальний режим роботи каскадів і використовувати транзистори з помітно більшою граничною частотою
Існує декілька стандартних схемотехнічних рішень УМЗЧ. На рис.2 і рис.3 наведено дві прості схеми підсилювачів потужності, що мають одне джерело живлення.
Транзистор VT1 (рис.2) включений за схемою з загальним емітером (ОЕ). Каскад на основі VT1 охоплений місцевої послідовної ООС по току за рахунок падіння напруги сигналу на R4. Весь УМЗЧ, включаючи VT1, охоплений загальною послідовної ООС по напрузі за рахунок R5, R4 і С1. Пізніше буде показано, що опір R5 багато більше R4, а опір С1 дуже малий. Коефіцієнт посилення каскаду на VT1 незначний, тому що в каскаді діє ООС, а навантаженням в основному є низька вхідний опір VT2.
Основне посилення забезпечується за рахунок каскаду на VT2, включеному за схемою з ОЕ. Його навантаженням є R7 і вихідний опір емітерного повторювача. За рахунок терморезистора R6 забезпечується початковий зсув для емітерний повторювач (ЕП) на VT3 і VT4, які по черзі працюють майже від повного відкриття до повного закривання.
У ЕП коефіцієнт посилення по напрузі
Тому з метою найбільш повного використання напруги харчування VT2 працює також в режимі від майже повного відкривання до майже повного закривання. Однак і при цьому кінцеві транзистори VT3 і VT4 недовикористовуються за напругою живлення і віддається потужності, що знижує коефіцієнт корисної дії (ККД) підсилювального каскаду.
На рис.2 умовно показано осцилограми для змінної складової сигналу в окремих точках аналізованої схеми. При надходженні першого позитивного напівперіоду сигналу на VT3 і VT4 струм VT3 збільшується, а струм VT4 зменшується. Імпульсний вихідний струм VT3
Для найбільш повного використання напруги джерела живлення в режимі спокою напруга в точці А має бути рівним 0,5 Ео. Його стабільність залежить від глибини загальної ООС по постійному струму. Тому вихід підсилювача безпосередньо з'єднується з першим каскадом через R5.
Глибина ООС по змінному струмі визначається заданим коефіцієнтом підсилення, коефіцієнтом нелінійних та частотних спотворень, нестабільністю напруги на виході. Коефіцієнт передачі ланцюга ООС по змінному струмі задається підбором опорів резисторів R4 і R5. У цьому випадку ємність конденсатора С1 повинна вибиратися такий, щоб його опір на нижній робочій частоті було б багато менше опору R4.
Схема підсилювача проста, але завжди має місце спад амплітудно-частотної характеристики (АЧХ) в області нижніх частот за рахунок С2 і є деяка асиметрія плечей вихідного сигналу. Струм спокою VT4 дещо більше струму VT3. Через транзистор VT4 протікає і струм спокою VT1 (штрихова лінія на рис.2). Ще один недолік полягає в тому, що розрахункова величина опору резистора R7 виявляється достатньо малою, оскільки вона однозначно визначається режимами роботи VT2, VT4 по постійному струму. Напруга в точці В одно (
Кілька кращими показниками відрізняється більш складний підсилювач, схема якого представлена на рис.3. Принцип її роботи аналогічний. Зупинимося лише на відмінностях.
Перша відмінність полягає в тому, що в якості елемента схеми термокомпенсации струму спокою замість терморезистора R6 (див. рис.2) використовуються діоди VD1 і VD2. Вони кріпляться безпосередньо на радіатор одного з вихідних транзисторів. При збільшенні температури діода його вольт-амперна характеристика (ВАХ) зміщується вліво приблизно на рівень 2,2 мВ / ° С (рис. 4).
Рис.3
Струми спокою баз транзисторів VT4 і VT5 у кілька десятків разів менше струму спокою колектора VT3. Тому струм діода можна вважати практично постійним, величина якого визначається режимом роботи транзистора VT3. У разі підвищення температури радіаторів транзисторів VT4 і VT5 падіння напруги ні діоді зменшується
Вважається, що в першому каскаді використовується диференційний каскад. Це не зовсім так, хоча графічне схожість є. У даному випадку простіше вважати, що на емітер транзистора VT1 також, як і в схемі представленої на рис.2. Подається сигнал по ланцюгу загальної ООС, але через емітерний повторювач, зібраний на VT2. тобто в ланцюг ООС включений активний елемент. Струм спокою VT1 протікає через R4, а не через вихідний транзистор. У цьому випадку поліпшується симетрія плечей вихідного каскаду.
Рис.4
У різних модифікаціях підсилювачів використовуються диференціальні каскади, операційні підсилювачі і т.д. Конкретні схемні рішення для таких підсилювачів будуть розглянуті в наступному розділі даного посібника.
Найбільш високоякісні і потужні підсилювачі працюють від двох джерел живлення. На рис.5 наведено фрагмент схеми вихідного каскаду такого класу. У режимі спокою через транзистори протікає малий струм
Оскільки точка С приєднана до корпусу, то потенціал точки А відносно корпусу буден дорівнює нулю. Постійний струм через навантаження не протікає. Таким чином немає необхідності у використанні будь-якого елемента зв'язку між вихідним каскадом і навантаженням.
Розрахунок УМЗЧ
Принципова схема найбільш простого і часто застосовується бестрансформатор-ного УМЗЧ з одним джерелом живлення наведена на рис.6. Принцип її роботи та методика розрахунку описані практично у всіх підручниках. Однак слід звернути увагу на три обставини. Істотний недолік підсилювача полягає в тому, що струм спокою транзистора VT2, який може вимірюватися десятками міліампер, протікає через навантаження
Рис.6
Вихідний каскад - емітерний повторювач (ЕП) на комплементарних транзисторах VT3 і VT4 з паралельним збудженням, що працює в режимі класу АВ. Його коефіцієнт підсилення по напрузі близький до одиниці. Тому для забезпечення у навантаженні максимальної потужності в ідеалі на вихідний каскад треба подавати сигнал з амплітудою 0,5 Ео. Таким чином, транзистор VT2 повинен гранично використовуватися по напрузі від повного відкриття (
Каскад на VT2 працює, в режимі класу А. Струм спокою VT2
У режимі спокою конденсатор С4 заряджений до напруги 0,5 Ео. Його ємність вибирається настільки великий, що за період сигналу це напруга практично не змінюється. Тоді при повному відкриванні VT4 по відношенню до VT2, VT3 і їх навантажень С4 і Eо виявляються включеними послідовно, тобто загальну напругу джерела живлення становить близько 1,5 Ео. Таким чином вдається збільшити амплітуду вхідного і, отже, вихідного сигналу.
При відключенні навантаження для забезпечення можливості настроювання підсилювача ставиться резистор R10 (R10 ~ 40
Економічний режим роботи такого вихідного каскаду досягається за рахунок правильного вибору напруги зсуву. Часто доводиться ставити резистор, зображений на рис.6 пунктиром.
Більш досконала схема УМЗЧ, позбавлена деяких зазначених вище недоліків, представлена на рис.7. Чутливий елемент схеми термокомпенсации струму спокою вихідного каскаду виконаний у вигляді транзистора VT3, який розміщується безпосередньо на радіаторі вихідного транзистора. При збільшенні температури відбувається зміщення його вихідних характеристик і збільшення
Навантаженням транзистора VT2 тепер вже не є резистор, а генератор стабільного струму (ГСТ) на транзисторі VT4 з елементами термокомпенсации струму спокою у вигляді діодів VD1, VD2 і вихідний опір кінцевого каскаду. Опір VТ4 для постійного струму багато менше, ніж для змінного. На рис.8 для прикладу наведено сімейство вихідних характеристик транзистора, на якому відзначено точка спокою при
Опір резисторів R11 і R12 становлять десяті частки Ома. Вони ставляться не тільки для деякого симетрування плечей вихідного каскаду за рахунок введення місцевої ООС, а й дещо обмежують струм VT5, VT6 при перевантаженні каскаду.
Стабільність потенціалу в точці з'єднання резисторів R11 і R12, рівного 0,5 Ео, збільшується при охопленні всього підсилювача по постійному струму через резистор R6 ООС по напрузі (послідовна по входу). Глибина ООС по змінному струмі задається резисторами R5, R6.
Описана схема УМЗЧ широко застосовується у підсилювачах, що працюють від одного джерела живлення. Можна запропонувати наступний приблизний порядок її розрахунку.
4) Розрахунок вихідного каскаду УМЗЧ
По заданих потужності в навантаженні Р н і опору навантаження R н і визначаються амплітуди напруги і струму:
U mn =
I mn = U mn / R н = 13,856 / 16 = 0,866 (А)
Опір резисторів R е = R 11 + R 12 в ланцюзі емітерів вибирається багато менше R н (Інакше сильно падає ККД).
Нехай:
R е = 0,05 R н, R е = 0,05 * 16 = 0,8 (Ом)
Розраховується напруга джерела живлення:
Е 0 ≥ 2 [I (R е. + R н) +1.5 U нас], Е 0 ≥ 2 [0.866 (0.8 +16) +1.5 * 1.5] ≥ 33.5976
де U нас - напруга насичення транзистора, яке для кремнієвих транзисторів складає близько 1В, а 1,5 - коефіцієнт запасу.
Остаточно величина Е 0 вибирається згідно з рядом ГОСТу в бік більшого номіналу.
Тоді напруга спокою і розсіює потужність на вихідних транзисторах будуть рівні:
U к = 0,5 Е 0; U к = 0,5 * 33.5976 = 16.7988 (В)
Р к = 0,101 U 2 к / R н, Р к = 0,101 * (16.7988) 2 / 16 = 1,781 (Вт)
Вибір транзистора проводиться з дотриманням наступних умов:
Р до max ≥ 1.3 Р к; Р до max ≥ 1,3 * 1,781 = 2,3 (Вт)
U КЕmax ≥ 1.2Е 0; U КЕmax> = 1.2 * 33,5976 = 40,3171 (В)
I Kmax ≥ 1.2 I mn; I Kmax ≥ 1.2 * 0,866 = 1,0392 (А)
f h 21К ≈ f h 21Е ≥ (3 ... 5) f в; f h 21К ≈ f h 21Е ≥ (24 ... 40)
де Р к max, U КЕmax, I Kmax, f h 21К і f h 21Е - відповідно гранична розсіюється на колекторі потужність, граничні напруги колектор-емітер і струм колектора, верхня гранична частота транзистора в схемі включення з загальним емітером і загальним колектором, а f в - верхня робоча частота сигналу.
Іноді в довідниках замість частоти f h 21Е, вказується частота f h 21Б або f Т. f h 21Б - це гранична частота коефіцієнта передачі струму h 21Б у схемі з загальною базою, тобто частота на якій цей коефіцієнт зменшується до рівня 0,7 у порівнянні з областю нижніх частот.
Після того, як було вироблено частина розрахунків, відбувається вибірка транзистора за отриманими параметрами, з вище наведених формул. У моєму випадку підходить транзистор: ГТ403, для якого h 21Е = 30.
Частота f Т - гранична частота транзистора в схемі з загальним емітером при якій h 21Е = 1.
Взаємозв'язок між названими частотами визначається за допомогою таких висловлювань:
f h 21Е * h 21Е ≈ f h 21Б ≈ 1,3 f Т;
h 21Е =
h 21Е - статичний коефіцієнт передачі струму в схемі з ОЕ, h 21Еmax і h 21Еmin - Довідкові параметри: межі технологічного розкиду.
В інших випадках в довідниках вказується величина модуля коефіцієнта передачі струму на певній частоті f. Тоді можна скористатися виразом:
f Т ≈ │ h 21Е │ * f.
За інших рівних умов вихідні транзистори бажано вибирати з більшим - h 21Е.
Максимально можлива віддається в навантаження потужність:
Р н. Max = (U К-U нас) 2 R н / (R н + R Е) 2
Р н. Max = (16,7988-1,5) 2 * 16 / (16 +0,8) 2 = 13,27 (Вт)
Струм спокою остаточного каскаду, струм спокою бази та амплітуда базового струму:
I k 5 = 0.05I mn; I k 5 = 0.05 * 0,866 = 0,0433 (А)
I B 5 = I кз / h 21Е;
I Bm 5 = 1.1 I mn / h 21Е; I Bm 5 = 1,1 * 0,866 / 30 = 0,031 (А)
Коефіцієнт підсилення і вхідний опір кінцевого каскаду:
До 3 = К ЕН = (1 + h 21Е) R 11 / r 1 Б + (1 + h 21Е) (r е. + R е. + R н)
r 1 Б - можна знехтувати, R 11 = R е = 0,8 (Ом)
r е = 0,026 π / I mn = 0,026 * 3,14 / 0,866 = 0,09 (Ом) - середнє опір емітера для транзистора, що працює в режимі класу В.
До 3 = К ЕН = (1 +30) * 0,8 / (1 +30) (0,09 +0,8 +16) = 0,047
R вх.еп = r 1 Б + (1 + h 21Е) (r е. + R е. + R н) = 523,59 (Ом)
Амплітуда вхідного сигналу:
U мвв3 = U мн / До 3 = 13,856 / 0,047 = 294,8 (В)
Розрахунок площі радіатора при необхідності проводиться відповідно до рекомендацій наведеними в наступних розділах.
5) Розрахунок предоконечного каскаду УМЗЧ
Каскад на транзисторі VT2 в режимі класу А і його ток спокою повинен перевищувати амплітуду базового струму вихідного каскаду:
I k 2 = 1,3 I Bm 5 = 1,3 * 0,031 = 0,0403 (А)
Р к2 = 0,5 I k 2 Е 0 = 0,5 * 0,0403 * 33,5976 = 0,6769 (Вт)
Для предоконечного каскаду бажано вибрати транзистор з можливо великим коефіцієнтом передачі по струму, дотримуючись умов
Р до max ≥ 1.3 Р к; Р до max ≥ 1,3 * 1,781 = 2,3 (Вт)
U КЕmax ≥ 1.2Е 0; U КЕmax> = 1.2 * 33,5976 = 40,3171 (В)
I Kmax ≥ 1.2 I mn; I Kmax ≥ 1.2 * 0,866 = 1,0392 (А)
f h 21К ≈ f h 21Е ≥ (3 ... 5) f в; f h 21К ≈ f h 21Е ≥ (24 ... 40)
Знову, після проведеного ряду розрахунків, виробляю вибірку транзисторів VT2 і VT4
і за отриманими параметрами підходить транзистор ГТ402Д, h 21ЕVT 4 = 30.
Вхідна ємність VT2 помітно шунтує опір навантаження. З метою зменшення спотворень в області верхніх частот слід:
f h 21Е ≥ (50 ... 100) f в
За інших рівних умов для розраховується каскаду треба вибрати транзистор з меншим вихідним опором з метою зменшення спотворень в області верхніх частот, що виникають із-за великої вхідної ємності вихідного каскаду.
Як термокомпенсірующего елемента використовується транзистор VT3, що працює в режимі емітерного повторювача. Можна використовувати малопотужний транзистор з підходящими частотними властивостями і найбільшим значенням параметра f h 21Е . Падіння напруги на ньому складає близько 1В, а розсіюється потужність не перевищує часток міліват. Для цих цілей цілком підходить транзистор класу КТ3102.
Вимога по частоті для транзисторів VT2 і VT3 аналогічні, але вихідний опір VT4 повинно бути в багато разів більше вхідного опору вихідного каскаду. З цією метою вводиться ООС шляхом включення резистора R10.Проще все в якості VT2 і VT4 вибирати комплементарную пару.
Перш ніж приступити до розрахунку параметрів каскаду на VT2, необхідно визначити опір його навантаження по змінному струмі. В першу чергу слід розрахувати вихідний опір транзистора VT4.
Для стабілізації струму спокою VT4 струм через R7 повинен помітно перевищувати струм через його базу, тобто:
I R7 ≥ (3 ... 5) I k2 / f h21 е. vt4
R 7 = U 7 / I 7 = Е 0-2Uv D / I 7 = 33,6-4,5 / 0,51 = 57 (Ом)
Як термокомпенсірующіх діодів можна використовувати майже всі крем'яні діоди (у германієвих діодів розкид параметрів набагато більше). Наприклад, можна вибрати КД503 .... КД510, причому падіння постійної напруги при включенні їх у прямому напрямку складає приблизно 0,65 В при струмах 1 .... 5 мА. Тоді з урахуванням падіння напруги на переході база-емітер VT4 можна прийняти:
U R 10 = 2Uv D - U БЕVT 4 = 0,5 (В)
R 10 = U R 10 / I k 2 = 0,5 / 0,04 = 12,5 (Ом)
Розглядаючи VT4 як підсилювальний прилад, включений за схемою з розділеним навантаженням, можна розрахувати коефіцієнт передачі ОЗ-В 1.
В 1 = R 10 / R VT 4 ≈, У 1 = 12,5 / 40,5 = 0,3
Коефіцієнт посилення без ООС:
До вх VT 4 = h 21Е R вхVT 4 ≈ / R вхVT 4 = 30 * 40,5 / 64,64 = 18,8
R вхVT 4 = r 1 Б + r е. (1 + h 21Е) = 1,2 +0,65 (1 +30) = 64,64 (Ом)
r е = 0,026 / I k 2 = 0,026 / 0,0403 = 0,65 (Ом)
r е - опір емітера транзистора, що працює в режимі класу А.
Опір бази r 1 Б розраховується за довідковими параметрами:
r 1 Б = τ к / С до = 1,2
де τ до - постійна часу ланцюга зворотного зв'язку, а С до - ємність колекторного переходу.
З урахуванням ООС опір змінному струму для VT4 складе:
R вихООСVT 4 = R вих (1 + В 1 До VT 4) = 150 * 10 3 (1 +0,3 * 18,8) = 996 * 10 3 (Ом)
Опір навантаження по змінному струму для VT2 складе:
R VT 2 = R вхЕП R вихООСVT 4 / R вхЕП + R вихООСVT 4 = 40,5 * 150 * 10 3 / 40,5 +150 * 10 3 = 31,5 (Ом)
Доцільно вибрати струм дільника I Д2, помітно менше I k 2, але
I Д2 ≥ (3 ... 5) I Б2, I Д2 ≥ 0,3 (А)
Як вказувалося вище U КЕVT 3 ≈ 1В, тоді
R 8 + R 9 = U КЕVT 3 / I Д2 = 1 / 0, 3 = 3,3 (Ом)
Для забезпечення можливості значної зміни режиму роботи VT3 доцільно вибрати
R 8 = (R 8 + R 9) / 3 і R 9 = 2 (R 8 + R 9) / 3
Відповідно отримаємо: R 8 = 0,75 (Ом), R 8 = 1,5 (Ом)
Вхідний опір VT2 розраховується за формулою:
R вхVT 2 = r 1 Б + (1 + h 21Е) * 0.026 / I k 2 = 1.2 + (1 +30) * 0.026/0.04 = 20.9 (Ом)
6) Розрахунок каскаду попереднього підсилювача.
Струм спокою VT1 вибирається згідно: R вихООСVT 4 = R вих (1 + В 1 До VT 4)
Якщо його величина вимірюється частками міліамперметра, то слід прийняти I k 1 = 2 ... 3мА При малих струмах частотні властивості кремнієвих транзисторів істотно погіршуються
Тип транзистора вибирається аналогічно VT2. Підійде будь малопотужний транзистор з високим значенням коефіцієнта передачі по струму, наприклад КТ3102Б.
Для забезпечення необхідного струму спокою VT2 слід падати зміщення U БЕ Орієнтовно можна прийняти:
U БЕ 0,7 ... 0,9 В.
Режим роботи VT1 і VT2 забезпечується підбору опорів резисторів R 1 і R 2.
Резистор R 6 частково шунтує навантаження підсилювача. Слід виконувати умову
R 6 ≥ 100 R н, R 6 ≥ 100 * 16 = 1600 (Ом)
Тоді можна розрахувати потенціал емітера VT1, струм базового дільника і складові його резистори:
U ЕVT 1 = 0,5 Е 0 + I k 2 R 6,0,5 * 33,6 +2,3 * 10 -3 * 1600 = 20,48 (В)
7) Розрахунок ланцюга негативного зворотного зв'язку.
У завданні обумовлена нестабільність напруги на виході каскаду підсилювача D, тобто величина відносної зміни амплітуди сигналу при обриві навантаження
D = R вих / R н, де R вих - вихідний опір підсилювача.
Необхідно виконати умову:
Вихідний опір емітерного повторювача:
При введеної ООС:
Де К = К 1 * К 2 * К 3 ООС - загальний коефіцієнт посилення підсилювача без НЗЗ.
До 1 = U КЕVT 1 / U БЕVT 1 = 9 / 0, 65 = 13,8
До 2 = f h 21е / R вхVT 2 * R вих = 30/20, 9 * 40,5 = 58,13
До 3 ООС = К 3 / 1 + β До 3 = 0,05 / (1 +4) * 0,05 = 0,05
З цього випливає: К = 13,8 * 58,13 * 0,05 = 39,3
Коефіцієнт передачі ланцюга ОС:
R вих ОГ = 60 / 1 +1,239,3 = 1,2 (Ом)
Глибина загальної ООС:
Якщо опір резистора R 5 вимірюється одиницями Ом, то слід збільшити R 6 або В 2.
Реальний коефіцієнт посилення підсилювача
З спотворенням АЧХ можна не рахуватися, якщо виконується умова:
8) Розрахунок розділових конденсаторів.
Залишилися нерассчітаннимі резистори R 1 і R 2 і конденсатор С 1. Для цього недостатньо вихідних данних.С метою збільшення вхідного опору першого каскаду можна вибрати:
Для розрахунку З 1 треба задатися коефіцієнтами фільтрації. Нехай Ф = 10, тоді:
Де f н = 100 - частота пульсацій (Гц).
9) Висновок про результати проектування.
У результаті всіх пророблених і проведених розрахунків були знайдені транзистори, на основі яких буде в наступних пунктах курсового проекту наведена принципова електрична схема спроектованого підсилювача з переліком елементів відповідно до Держстандарту, а також друкована плата розробленого пристрою.
Основною метою даної курсової роботи стало вивчення методів розрахунку потужних багатокаскадних підсилювачів. У роботі ця задача була успішно вирішена:
- Освоєні теоретичні навички дозволяють на даному етапі навчання спроектувати нескладні підсилювачі потужності;
- Застосування глибоких негативних зворотних зв'язків дозволяє поліпшити параметри підсилювача до необхідної величини;
- Отримані в роботі дані не сильно розходяться з отриманими при макетуванні і випробуванні подібних підсилювачів.
Можна також відзначити, що практично досягнуто необхідний коефіцієнт гармонік і коефіцієнт підсилення. Деяка розбіжність з'явилося з двох причин: в підсилювачі не були застосовані глибокі негативні зворотні зв'язки, вибраний режим не дозволяє досягти необхідної величини коефіцієнта гармонік.
Вийти з ситуації, що склалася можна також двома способами: застосувати ООС, або змістити робочу точку вихідних транзисторів ближче до режиму А.
Кожен з цих способів має недоліками: використовуючи перший - зменшується коефіцієнт підсилення, другий - збільшується споживаний в холостому ходу струм.
У залежності від пропонованих до радіоапаратурі вимог можна використовувати будь-який метод. Однак не слід забувати про недоліки та враховувати їх при проектуванні підсилювачів.
10). Список використаної літератури
1. Андрєєв Ф.Ф. Електронні пристрої автоматики. Москва, «Машинобудування», 1978р
2. Пєтухов В. М. Транзистори і їх зарубіжні аналоги. Том 1, 2, Москва, «РадіоСофт», 2004р
3. Цикіна А.В. Підсилювачі. Москва, «Зв'язок», 1972 р
4. Лавриненко В.Ю. Довідник по напівпровідникових приладів. Київ, «Техніка», 1984р
5. Гершунский Б.С. Довідник з розрахунку електронних схем. Київ, «Вища школа», 1983р
6. Виноградов Ю.В. Основи електронної та напівпровідникової техніки. Москва, «Енергія», 1972 р .
7. Цикін Г. С. Підсилювальні пристрої .- М.: Радіо і зв'язок, 1971. 368 з
8. Остапенко Г.С. Підсилювальні пристрої .- М.: Радіо і зв'язок, 1989. 400 з
9. Войшівілло Г.В. Підсилювальні пристрої .- М.: Радіо і зв'язок, 1983.264 з
Частота f Т - гранична частота транзистора в схемі з загальним емітером при якій h 21Е = 1.
Взаємозв'язок між названими частотами визначається за допомогою таких висловлювань:
f h 21Е * h 21Е ≈ f h 21Б ≈ 1,3 f Т;
h 21Е =
h 21Е - статичний коефіцієнт передачі струму в схемі з ОЕ, h 21Еmax і h 21Еmin - Довідкові параметри: межі технологічного розкиду.
В інших випадках в довідниках вказується величина модуля коефіцієнта передачі струму на певній частоті f. Тоді можна скористатися виразом:
f Т ≈ │ h 21Е │ * f.
За інших рівних умов вихідні транзистори бажано вибирати з більшим - h 21Е.
Максимально можлива віддається в навантаження потужність:
Р н. Max = (U К-U нас) 2 R н / (R н + R Е) 2
Р н. Max = (16,7988-1,5) 2 * 16 / (16 +0,8) 2 = 13,27 (Вт)
Струм спокою остаточного каскаду, струм спокою бази та амплітуда базового струму:
I k 5 = 0.05I mn; I k 5 = 0.05 * 0,866 = 0,0433 (А)
I B 5 = I кз / h 21Е;
I Bm 5 = 1.1 I mn / h 21Е; I Bm 5 = 1,1 * 0,866 / 30 = 0,031 (А)
Коефіцієнт підсилення і вхідний опір кінцевого каскаду:
До 3 = К ЕН = (1 + h 21Е) R 11 / r 1 Б + (1 + h 21Е) (r е. + R е. + R н)
r 1 Б - можна знехтувати, R 11 = R е = 0,8 (Ом)
r е = 0,026 π / I mn = 0,026 * 3,14 / 0,866 = 0,09 (Ом) - середнє опір емітера для транзистора, що працює в режимі класу В.
До 3 = К ЕН = (1 +30) * 0,8 / (1 +30) (0,09 +0,8 +16) = 0,047
R вх.еп = r 1 Б + (1 + h 21Е) (r е. + R е. + R н) = 523,59 (Ом)
Амплітуда вхідного сигналу:
U мвв3 = U мн / До 3 = 13,856 / 0,047 = 294,8 (В)
Розрахунок площі радіатора при необхідності проводиться відповідно до рекомендацій наведеними в наступних розділах.
5) Розрахунок предоконечного каскаду УМЗЧ
Каскад на транзисторі VT2 в режимі класу А і його ток спокою повинен перевищувати амплітуду базового струму вихідного каскаду:
I k 2 = 1,3 I Bm 5 = 1,3 * 0,031 = 0,0403 (А)
Р к2 = 0,5 I k 2 Е 0 = 0,5 * 0,0403 * 33,5976 = 0,6769 (Вт)
Для предоконечного каскаду бажано вибрати транзистор з можливо великим коефіцієнтом передачі по струму, дотримуючись умов
Р до max ≥ 1.3 Р к; Р до max ≥ 1,3 * 1,781 = 2,3 (Вт)
U КЕmax ≥ 1.2Е 0; U КЕmax> = 1.2 * 33,5976 = 40,3171 (В)
I Kmax ≥ 1.2 I mn; I Kmax ≥ 1.2 * 0,866 = 1,0392 (А)
f h 21К ≈ f h 21Е ≥ (3 ... 5) f в; f h 21К ≈ f h 21Е ≥ (24 ... 40)
Знову, після проведеного ряду розрахунків, виробляю вибірку транзисторів VT2 і VT4
і за отриманими параметрами підходить транзистор ГТ402Д, h 21ЕVT 4 = 30.
Вхідна ємність VT2 помітно шунтує опір навантаження. З метою зменшення спотворень в області верхніх частот слід:
f h 21Е ≥ (50 ... 100) f в
За інших рівних умов для розраховується каскаду треба вибрати транзистор з меншим вихідним опором з метою зменшення спотворень в області верхніх частот, що виникають із-за великої вхідної ємності вихідного каскаду.
Як термокомпенсірующего елемента використовується транзистор VT3, що працює в режимі емітерного повторювача. Можна використовувати малопотужний транзистор з підходящими частотними властивостями і найбільшим значенням параметра f h 21Е . Падіння напруги на ньому складає близько 1В, а розсіюється потужність не перевищує часток міліват. Для цих цілей цілком підходить транзистор класу КТ3102.
Вимога по частоті для транзисторів VT2 і VT3 аналогічні, але вихідний опір VT4 повинно бути в багато разів більше вхідного опору вихідного каскаду. З цією метою вводиться ООС шляхом включення резистора R10.Проще все в якості VT2 і VT4 вибирати комплементарную пару.
Перш ніж приступити до розрахунку параметрів каскаду на VT2, необхідно визначити опір його навантаження по змінному струмі. В першу чергу слід розрахувати вихідний опір транзистора VT4.
Для стабілізації струму спокою VT4 струм через R7 повинен помітно перевищувати струм через його базу, тобто:
I R7 ≥ (3 ... 5) I k2 / f h21 е. vt4
R 7 = U 7 / I 7 = Е 0-2Uv D / I 7 = 33,6-4,5 / 0,51 = 57 (Ом)
Як термокомпенсірующіх діодів можна використовувати майже всі крем'яні діоди (у германієвих діодів розкид параметрів набагато більше). Наприклад, можна вибрати КД503 .... КД510, причому падіння постійної напруги при включенні їх у прямому напрямку складає приблизно 0,65 В при струмах 1 .... 5 мА. Тоді з урахуванням падіння напруги на переході база-емітер VT4 можна прийняти:
U R 10 = 2Uv D - U БЕVT 4 = 0,5 (В)
R 10 = U R 10 / I k 2 = 0,5 / 0,04 = 12,5 (Ом)
Розглядаючи VT4 як підсилювальний прилад, включений за схемою з розділеним навантаженням, можна розрахувати коефіцієнт передачі ОЗ-В 1.
В 1 = R 10 / R VT 4 ≈, У 1 = 12,5 / 40,5 = 0,3
Коефіцієнт посилення без ООС:
До вх VT 4 = h 21Е R вхVT 4 ≈ / R вхVT 4 = 30 * 40,5 / 64,64 = 18,8
R вхVT 4 = r 1 Б + r е. (1 + h 21Е) = 1,2 +0,65 (1 +30) = 64,64 (Ом)
r е = 0,026 / I k 2 = 0,026 / 0,0403 = 0,65 (Ом)
r е - опір емітера транзистора, що працює в режимі класу А.
Опір бази r 1 Б розраховується за довідковими параметрами:
r 1 Б = τ к / С до = 1,2
де τ до - постійна часу ланцюга зворотного зв'язку, а С до - ємність колекторного переходу.
З урахуванням ООС опір змінному струму для VT4 складе:
R вихООСVT 4 = R вих (1 + В 1 До VT 4) = 150 * 10 3 (1 +0,3 * 18,8) = 996 * 10 3 (Ом)
Опір навантаження по змінному струму для VT2 складе:
R VT 2 = R вхЕП R вихООСVT 4 / R вхЕП + R вихООСVT 4 = 40,5 * 150 * 10 3 / 40,5 +150 * 10 3 = 31,5 (Ом)
Доцільно вибрати струм дільника I Д2, помітно менше I k 2, але
I Д2 ≥ (3 ... 5) I Б2, I Д2 ≥ 0,3 (А)
Як вказувалося вище U КЕVT 3 ≈ 1В, тоді
R 8 + R 9 = U КЕVT 3 / I Д2 = 1 / 0, 3 = 3,3 (Ом)
Для забезпечення можливості значної зміни режиму роботи VT3 доцільно вибрати
R 8 = (R 8 + R 9) / 3 і R 9 = 2 (R 8 + R 9) / 3
Відповідно отримаємо: R 8 = 0,75 (Ом), R 8 = 1,5 (Ом)
Вхідний опір VT2 розраховується за формулою:
R вхVT 2 = r 1 Б + (1 + h 21Е) * 0.026 / I k 2 = 1.2 + (1 +30) * 0.026/0.04 = 20.9 (Ом)
6) Розрахунок каскаду попереднього підсилювача.
Струм спокою VT1 вибирається згідно: R вихООСVT 4 = R вих (1 + В 1 До VT 4)
Якщо його величина вимірюється частками міліамперметра, то слід прийняти I k 1 = 2 ... 3мА При малих струмах частотні властивості кремнієвих транзисторів істотно погіршуються
Тип транзистора вибирається аналогічно VT2. Підійде будь малопотужний транзистор з високим значенням коефіцієнта передачі по струму, наприклад КТ3102Б.
Для забезпечення необхідного струму спокою VT2 слід падати зміщення U БЕ Орієнтовно можна прийняти:
U БЕ 0,7 ... 0,9 В.
Режим роботи VT1 і VT2 забезпечується підбору опорів резисторів R 1 і R 2.
Резистор R 6 частково шунтує навантаження підсилювача. Слід виконувати умову
R 6 ≥ 100 R н, R 6 ≥ 100 * 16 = 1600 (Ом)
Тоді можна розрахувати потенціал емітера VT1, струм базового дільника і складові його резистори:
U ЕVT 1 = 0,5 Е 0 + I k 2 R 6,0,5 * 33,6 +2,3 * 10 -3 * 1600 = 20,48 (В)
7) Розрахунок ланцюга негативного зворотного зв'язку.
У завданні обумовлена нестабільність напруги на виході каскаду підсилювача D, тобто величина відносної зміни амплітуди сигналу при обриві навантаження
D = R вих / R н, де R вих - вихідний опір підсилювача.
Необхідно виконати умову:
Вихідний опір емітерного повторювача:
При введеної ООС:
Де К = К 1 * К 2 * К 3 ООС - загальний коефіцієнт посилення підсилювача без НЗЗ.
До 1 = U КЕVT 1 / U БЕVT 1 = 9 / 0, 65 = 13,8
До 2 = f h 21е / R вхVT 2 * R вих = 30/20, 9 * 40,5 = 58,13
До 3 ООС = К 3 / 1 + β До 3 = 0,05 / (1 +4) * 0,05 = 0,05
З цього випливає: К = 13,8 * 58,13 * 0,05 = 39,3
Коефіцієнт передачі ланцюга ОС:
R вих ОГ = 60 / 1 +1,239,3 = 1,2 (Ом)
Глибина загальної ООС:
Якщо опір резистора R 5 вимірюється одиницями Ом, то слід збільшити R 6 або В 2.
Реальний коефіцієнт посилення підсилювача
З спотворенням АЧХ можна не рахуватися, якщо виконується умова:
8) Розрахунок розділових конденсаторів.
Залишилися нерассчітаннимі резистори R 1 і R 2 і конденсатор С 1. Для цього недостатньо вихідних данних.С метою збільшення вхідного опору першого каскаду можна вибрати:
Для розрахунку З 1 треба задатися коефіцієнтами фільтрації. Нехай Ф = 10, тоді:
Де f н = 100 - частота пульсацій (Гц).
9) Висновок про результати проектування.
У результаті всіх пророблених і проведених розрахунків були знайдені транзистори, на основі яких буде в наступних пунктах курсового проекту наведена принципова електрична схема спроектованого підсилювача з переліком елементів відповідно до Держстандарту, а також друкована плата розробленого пристрою.
Основною метою даної курсової роботи стало вивчення методів розрахунку потужних багатокаскадних підсилювачів. У роботі ця задача була успішно вирішена:
- Освоєні теоретичні навички дозволяють на даному етапі навчання спроектувати нескладні підсилювачі потужності;
- Застосування глибоких негативних зворотних зв'язків дозволяє поліпшити параметри підсилювача до необхідної величини;
- Отримані в роботі дані не сильно розходяться з отриманими при макетуванні і випробуванні подібних підсилювачів.
Можна також відзначити, що практично досягнуто необхідний коефіцієнт гармонік і коефіцієнт підсилення. Деяка розбіжність з'явилося з двох причин: в підсилювачі не були застосовані глибокі негативні зворотні зв'язки, вибраний режим не дозволяє досягти необхідної величини коефіцієнта гармонік.
Вийти з ситуації, що склалася можна також двома способами: застосувати ООС, або змістити робочу точку вихідних транзисторів ближче до режиму А.
Кожен з цих способів має недоліками: використовуючи перший - зменшується коефіцієнт підсилення, другий - збільшується споживаний в холостому ходу струм.
У залежності від пропонованих до радіоапаратурі вимог можна використовувати будь-який метод. Однак не слід забувати про недоліки та враховувати їх при проектуванні підсилювачів.
10). Список використаної літератури
1. Андрєєв Ф.Ф. Електронні пристрої автоматики. Москва, «Машинобудування», 1978р
2. Пєтухов В. М. Транзистори і їх зарубіжні аналоги. Том 1, 2, Москва, «РадіоСофт», 2004р
3. Цикіна А.В. Підсилювачі. Москва, «Зв'язок»,
4. Лавриненко В.Ю. Довідник по напівпровідникових приладів. Київ, «Техніка», 1984р
5. Гершунский Б.С. Довідник з розрахунку електронних схем. Київ, «Вища школа», 1983р
6. Виноградов Ю.В. Основи електронної та напівпровідникової техніки. Москва, «Енергія»,
7. Цикін Г. С. Підсилювальні пристрої .- М.: Радіо і зв'язок, 1971. 368 з
8. Остапенко Г.С. Підсилювальні пристрої .- М.: Радіо і зв'язок, 1989. 400 з
9. Войшівілло Г.В. Підсилювальні пристрої .- М.: Радіо і зв'язок, 1983.264 з