додати матеріал


Розрахунок елементів високочастотної корекції підсилювальних каскадів на біполярних транзисторах

[ виправити ] текст може містити помилки, будь ласка перевіряйте перш ніж використовувати.

Міністерство освіти Російської Федерації

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ УНІВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛІННЯ ТА РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ (ТУСУР)
Кафедра радіоелектроніки та захисту інформації (РЗИ)

ЗАТВЕРДЖУЮ

Завідувач кафедрою РЗИ
доктор технічних наук, професор
________________В.Н. Іллюшенко
____ _____________________2002 Р.
Розрахунок елементів високочастотної корекції ПІДСИЛЮЮЧИХ каскадів на біполярних транзисторах
Навчально-методичний посібник з курсового проектування
для студентів радіотехнічних спеціальностей
Розробник:
доцент кафедри РЗИ
кандидат технічних наук
_______________А.А. Титов;

Томськ - 2002

УДК 621.396
Рецензент: А.С. Красько, старший викладач кафедри Радіоелектроніки та захисту інформації Томського державного університету систем управління та радіоелектроніки.
Титов А.А.
Розрахунок елементів високочастотної корекції підсилювальних каскадів на біполярних транзисторах: Навчально-методичний посібник з курсового проектування для студентів радіотехнічних спеціальностей. - Томськ: Томськ. держ. ун-т систем управління та радіоелектроніки, 2002. - 47 с.
Посібник містить опис одинадцяти різних схемних рішень побудови підсилювальних каскадів з корекцією амплітудно-частотної характеристики, формули для розрахунку значень елементів високочастотної корекції, розрахунку коефіцієнта посилення і смуги пропускання розглянутих каскадів.
© Томський держ. ун-т систем
управління та радіоелектроніки, 2002
© Титов А.А., 2002

Зміст

Введення ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... .... ... 4
1. Вихідні дані для розрахунків ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 5
2. Розрахунок некорректірованного каскаду з загальним емітером ... ... ... ... .... ... .7
2.1. Кінцевий каскад ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 7
2.2. Проміжний каскад ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .9
3. Розрахунок каскаду з високочастотної індуктивного корекцією ... ... ... ... .... 10
3.1. Кінцевий каскад ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... .10
3.2. Проміжний каскад ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 11
4. Розрахунок каскаду з емітерний корекцією ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... 13
4.1. Кінцевий каскад ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... .13
4.2. Проміжний каскад ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 15
5. Корекція викривлень внесених вхідний ланцюгом ... ... ... ... ... ... ... ... ... .... 17
5.1. Розрахунок спотворень внесених вхідний цепью ... ... ... ... ... .. ... .17
5.2. Розрахунок вхідний коректує ланцюга ... ... ... ... ... ... ... ... ..... 18
5.3. Розрахунок каскаду з паралельною ООС ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 20
6. Узгоджені каскади із зворотними зв'язками ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 23
6.1. Розрахунок каскаду з комбінованою ООС ... ... ... ... ... .. ... ... ... 23
6.2. Розрахунок каскадів з перехресними ООС ... ... ... ... ... ... ... ... ... 25
6.3. Розрахунок каскаду зі складанням напруг ... ... ... ... ... ... ... ... 27
7. Розрахунок каскадів з чотириполюсним коригуючими ланцюгами ... ... .... 29
7.1. Розрахунок вихідний коректує ланцюга ... ... ... ... ... .. ... ... ... 30
7.2. Розрахунок каскаду з реактивною межкаскадной
коригуючої ланцюгом третього порядку ... ... ... ... ... ... ... ... 32
7.3. Розрахунок каскаду з заданим нахилом АЧХ ... ... ... ... ... ... ... ... 35
8. Розрахунок підсилювачів з частотним поділом каналів ... ... ... ... ... ... ... ... 41
9. Список використаних джерел ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 43

ВСТУП
Розрахунок елементів високочастотної корекції є невід'ємною частиною процесу проектування підсилюючих пристроїв, як одного з класів аналогових електронних пристроїв. У відомій навчальної та наукової літератури матеріал, присвячений цій проблемі, не завжди представлений у зручному для проектування вигляді. До того ж у теорії підсилювачів немає достатньо обгрунтованих доказів переваги використання того чи іншого схемного рішення при розробці підсилювального пристрою. У зв'язку з цим проектування підсилювачів багато в чому грунтується на інтуїції і досвіді розробника. При цьому, різні розробники, частіше за все, по-різному вирішують поставлені перед ними завдання, досягаючи бажаних результатів. У зв'язку з цим в даному посібнику зібрані найбільш відомі та ефективні схемні рішення побудови широкосмугових підсилюючих пристроїв на біполярних транзисторах, а співвідношення для розрахунку коефіцієнта підсилення, смуги пропускання і значень елементів високочастотної корекції дано без висновків. Посилання на літературу дозволяють знайти, при необхідності, докази справедливості наведених співвідношень. Оскільки, як правило, широкосмугові підсилювачі працюють в стандартному 50 або 75-омном тракті, співвідношення для розрахунку дані виходячи з умов, що кінцеві каскади підсилювачів працюють на чисто резистивную навантаження, а вхідні каскади підсилювачів працюють від суто резистивного опору генератора.

1. ВИХІДНІ ДАНІ ДЛЯ РОЗРАХУНКУ
Відповідно до [1, 2, 3], наведені нижче співвідношення для розрахунку підсилювальних каскадів засновані на використанні еквівалентної схеми заміщення транзистора, наведеної на рис. 1.1, або на використанні його односпрямованої моделі, наведеної на рис. 1.2.

Рис. 1.1. Еквівалентна схема Джиаколетто

Рис. 1.2. Односпрямована модель
Значення елементів схеми Джиаколетто можуть бути розраховані за паспортними даними транзистора за такими формулами [1]:
;
;
;
;
;
;
,
де - Ємність колекторного переходу;
- Постійна часу ланцюга зворотного зв'язку;
- Статичний коефіцієнт передачі струму в схемі із загальним емітером;
- Гранична частота коефіцієнта передачі струму в схемі із загальним емітером;
- Струм емітера в робочій точці в міліамперах;
= 3 - для планарних кремнієвих транзисторів;
= 4 - для решти транзисторів.
У довідковій літературі значення і часто наводяться виміряними при різних значеннях напруги колектор-емітер . Тому при розрахунках значення слід перерахувати за формулою [1]
,
де - Напруга , При якій відбувалося вимір ;
- Напруга , При якій відбувалося вимір .
Оскільки і виявляються багато менше провідності навантаження підсилювальних каскадів, в розрахунках вони зазвичай не враховуються.
Значення елементів схеми заміщення, наведеної на рис. 1.2, можуть бути розраховані за наступними формулами [3, 4]:
;
;
;
,
де , - Індуктивності висновків бази і емітера;
- Максимально допустимий постійна напруга колектор-емітер;
- Максимально допустимий постійний струм колектора.
При розрахунках по еквівалентної схеми наведеної на рис. 1.2, замість використовують параметр - Коефіцієнт підсилення транзистора по потужності в режимі двостороннього узгодження [2], що дорівнює:
, (1.1)
де = - Кругова частота, на якій коефіцієнт підсилення транзистора по потужності в режимі двостороннього узгодження дорівнює одиниці;
* - Поточна кругова частота.
Формула (1.1) і односпрямована модель (рис. 1.2) справедливі для області робочих частот вище [5].
2. РОЗРАХУНОК НЕКОРРЕКТІРОВАННОГО КАСКАДУ із загальним емітером
2.1. Крайовий каскад
Принципова схема кінцевого некорректірованного підсилювального каскаду наведена на рис. 2.1, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 2.1, б, де - Розділовий конденсатор, - Резистори базового подільника, - Резистор термостабілізації, - Блокувальний конденсатор, - Опір в ланцюзі колектора, - Опір навантаження.
При відсутності реактивності навантаження, смуга пропускання каскаду визначається параметрами транзистора. Відповідно до [1] коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот можна описати виразом:
,
де ;
- Поточна кругова частота;
; (2.1)
; (2.2)
; (2.3)
; (2.4)
.

а) б)

Рис. 2.1

При заданому рівні частотних спотворень , Верхня гранична частота смуги пропускання каскаду дорівнює:
* = . (2.5)
Вхідний опір каскаду може бути апроксимовані паралельної RC ланцюгом [1]:
; (2.6)
. (2.7)
Приклад 2.1. Розрахувати , , , каскаду, наведеного на рис. 2.1, при використанні транзистора КТ610А [6] ( = 5 Ом, = 1 Ом, = 0,0083 Сим, = 4 пФ, = 160 пФ, = 1 ГГц, = 120, = 0,95 А / В, = 0,99, = 55 мА), та умов: = 50 Ом; = 0,9; = 10.
Рішення. При відомих і , Відповідно до (2.1), маємо: = 10,5 Ом. Знаючи , Знаходимо: = 13,3 Ом. За формулою (2.2) визначимо: = 1,03 × 10 -9 с. Підставляючи відомі і у співвідношення (2.5) отримаємо: = 74,9 МГц. За формулами (2.6) і (2.7) визначимо = 196 пФ, = 126 Ом.
2.2. ПРОМІЖНИЙ КАСКАД
Принципова схема каскаду наведена на рис. 2.2, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 2.2, б.

а) б)

Рис. 2.2

Відповідно до [1] коефіцієнт підсилення каскаду в області частот описується виразом:
,
де ; (2.8)
; (2.9)
; (2.10)
- Вхідний опір і вхідна ємність навантажує каскаду.
Значення , Вхідний опір і вхідна ємність каскаду розраховуються за формулами (2.5), (2.6), (2.7).
Приклад 2.2. Розрахувати , , , каскаду, наведеного на рис. 2.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 0,9; = 10; , навантажує каскаду - з прикладу 2.1.
Рішення. За відомим і з (2.8) отримаємо: = 10.5 Ом. Знаючи з (2.10) знайдемо: = 11,5 Ом. За формулою (2.9) визначимо: = 3 × 10 -9 с. Підставляючи відомі , у співвідношення (2.5) отримаємо = 25,5 МГц. За формулами (2.6) і (2.7) визначимо = 126 Ом, = 196 пФ.
3. РОЗРАХУНОК КАСКАДУ з високочастотним Індуктивні КОРЕКЦІЯ
3.1. Крайовий каскад
Принципова схема каскаду з високочастотної індуктивного корекцією наведена на рис. 3.1, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 3.1, б.

а) б)

Рис. 3.1

При відсутності реактивності навантаження високочастотна індуктивна корекція вводиться для корекції спотворень АЧХ внесених транзистором. Коригувальний ефект у схемі досягається за рахунок зростання опору колекторному ланцюзі із зростанням частоти підсилюється сигналу і компенсації, завдяки цьому, шунтуючого дії вихідний ємності транзистора.
Відповідно до [1] коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот, при оптимальному значенні рівному:
, (3.1)
описується виразом:
,
де ; (3.2)
; (3.3)
; (3.4)
; (3.5)
і розраховуються за (2.3) і (2.4).
При заданому значенні , каскаду дорівнює:
* = . (3.6)
Значення , каскаду розраховуються за формулами (2.6), (2.7).
Приклад 3.1. Розрахувати , , , , каскаду з ВЧ індуктивного корекцією, схема якого наведена на малюнку 3.1, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов = 50 Ом; = 0,9; = 10.
Рішення. За відомим і з (3.2) отримаємо = 10,5 Ом. Знаючи з (3.3) знайдемо = 13,3 Ом. Розраховуючи за (3.5) і підставляючи в (3.1) отримаємо = 13,7 × 10 -9 Гн. Визначаючи t к по (3.4) і підставляючи в (3.6) визначимо = 350 МГц. За формулами (2.6), (2.7) знайдемо = 196 пФ, = 126 Ом.
3.2. ПРОМІЖНИЙ КАСКАД
Принципова схема проміжного каскаду з високочастотної індуктивного корекцією наведена на рис. 3.2, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 3.2, б.

а) б)

Рис. 3.2

Відповідно до [1] коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот, при оптимальному значенні рівному:
, (3.7)
визначається виразом:
,
де ; (3.8)
; (3.9)
; (3.10)
; (3.11)
- Вхідний опір і ємність навантажує каскаду;
* і розраховуються за (2.3) і (2.4).
Значення , , каскаду розраховуються за формулами (3.6), (2.6), (2.7).
Приклад 3.2. Розрахувати , , , , каскаду з ВЧ індуктивного корекцією, схема якого наведена на рис. 3.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 0,9; = 10; , навантажує каскаду - з прикладу 2.1.
Рішення. За відомим і з (3.8) отримаємо = 10,5 Ом. Знаючи з (3.9) знайдемо = 11,5 Ом. Розраховуючи за (3.11) і підставляючи в (3.7) отримаємо = 34,7 × 10 -9 Гн. Визначаючи за (3.10) і підставляючи в (3.6) визначимо = 308 МГц. За формулами (2.6), (2.7) знайдемо = 196 пФ, = 126 Ом.

4. РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З емітерний КОРЕКЦІЯ

4.1. Крайовий каскад
Принципова схема каскаду з емітерний корекцією наведена на рис. 4.1, а, еквівалентна схема по перемінному току - малюнку 4.1, б, де - Елементи корекції. При відсутності реактивності навантаження емітерна корекція вводиться для корекції спотворень АЧХ внесених транзистором, збільшуючи амплітуду сигналу на переході база-емітер із зростанням частоти підсилюється сигналу.

а) б)
Рис. 4.1
Відповідно до [1], коефіцієнт передачі каскаду в області верхніх частот, при виборі елементів корекції і відповідними оптимальної за Брауде формі АЧХ, описується виразом:
, (4.1)
де ;
- Нормована частота;
;
;
; (4.2)
; (4.3)
- Глибина ООС; (4.4)
; (4.5)
; (4.6)
. (4.7)
При заданому значенні , Значення визначається виразом:
. (4.8)
Підставляючи відомі і в (4.1) знайдемо:
, (4.9)
де .
Вхідний опір каскаду з емітерний корекцією може бути апроксимовані паралельної RC-ланцюгом [1]:
; (4.10)
. (4.11)
Приклад 4.1. Розрахувати , , , , каскаду з емітерний корекцією, схема якого наведена на рисунку 4.1, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 0,9; = 10; = 100 Ом.
Рішення. За відомим , , і з (4.2), (4.3) отримаємо: = 4,75. Підставляючи в (4.4) і (4.8) знайдемо = 4 Ом; = 1,03. Розраховуючи за (4.7) і підставляючи в (4.5), (4.6) отримаємо: = 50,5 пФ. За відомим , , , і з (4.9) визначимо: = 407 МГц. За формулами (4.10), (4.11) знайдемо = 71 пФ, = 600 Ом.
4.2. ПРОМІЖНИЙ КАСКАД
Принципова схема проміжного каскаду з емітерний корекцією наведена на рис. 4.2, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 4.2, б.

а) б)
Рис. 4.2
Відповідно до [1], коефіцієнт передачі каскаду в області верхніх частот, при виборі елементів корекції і відповідними оптимальної за Брауде формі АЧХ, описується виразом:
, (4.12)
де ;
- Нормована частота;
;
;
; (4.13)
; (4.14)
- Глибина ООС; (4.15)
; (4.16)
; (4.17)
; (4.18)
; (4.19)
- Вхідний опір і ємність навантажує каскаду;
* і розраховуються за (2.3) і (2.4).
При заданому значенні , Значення визначається виразом:
, (4.20)
Підставляючи відомі і в (4.12) знайдемо:
, (4.21)
де .
Вхідний опір і вхідна ємність каскаду розраховуються за співвідношенням (4.10) і (4.11).
Приклад 4.2. Розрахувати , , , , проміжного каскаду з емітерний корекцією, схема якого наведена на рис. 4.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 0,9; = 10; , навантажує каскаду - з прикладу 4.1; .
Рішення. За відомим , і з (4.13) отримаємо: = 28,5. Підставляючи в (4.15) знайдемо: = 29 Ом. Розраховуючи за формулою (4.19) значення n і підставляючи його в (4.20) визначимо: = 0,76. Знаючи , За (4.16) і (4.17) розрахуємо: = 201 пФ. За відомим , , , і з (4.21) знайдемо: = 284 МГц. За формулами (4.10), (4.11) визначимо: = 44 пФ; = 3590 Ом.

5. КОРЕКЦІЯ СПОТВОРЕНЬ вносяться ВХІДНИЙ ЛАНЦЮГОМ

5.1. РОЗРАХУНОК СПОТВОРЕНЬ вносяться ВХІДНИЙ ЛАНЦЮГОМ
Принципова схема вхідного ланцюга каскаду наведена на рис. 5.1, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 5.1, б.

а) б)
Рис. 5.1
За умови апроксимації вхідного опору каскаду паралельної RC-ланцюгом, коефіцієнт передачі вхідного ланцюга в області частот описується виразом [1]:
,
де ; (5.1)
; (5.2)
;
- вхідний опір і вхідна ємність каскаду.
Значення вхідного ланцюга розраховується за формулою (2.5), де замість підставляється величина .
Приклад 5.1. Розрахувати і вхідного ланцюга, схема якої наведена на рис. 5.1, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 50 Ом і = 0,9.
Рішення. З прикладу 2.1 маємо: = 126 Ом, = 196 пФ. Знаючи і з (5.1) отримаємо: = 0,716. За (5.2) знайдемо: = 7 × 10 -9 с. Підставляючи відомі і в (2.5) визначимо: = 11 МГц.
5.2. РОЗРАХУНОК ВХІДНИЙ коригувальні ланцюга
З наведених вище прикладів розрахунку видно, що найбільші спотворення АЧХ обумовлені вхідний ланцюгом. Для розширення смуги пропускання вхідних ланцюгів в [7] запропоновано використовувати схему, наведену на рис. 5.2.

а) б)
Рис. 5.2
Робота схеми заснована на збільшенні опору ланцюга із зростанням частоти підсилюється сигналу і компенсації, завдяки цьому, шунтуючого дії вхідний ємності каскаду. Коефіцієнт передачі вхідного ланцюга в області верхніх частот можна описати вираженням [1]:
,
де ; (5.3)
;
;
;
(5.4)
- вхідний опір і вхідна ємність каскаду.
Значення , Відповідне оптимальної за Брауде АЧХ, розраховується за формулою:
. (5.5)
При заданому значенні і розрахунку за (5.5) верхня частота смуги пропускання вхідного ланцюга дорівнює:
, (5.6)
де .
Приклад 5.2. Розрахувати , , вхідного ланцюга, наведеної на рис. 5.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 50 Ом, = 0,9, допустиме зменшення за рахунок введення коректує ланцюга - 5 разів.
Рішення. З прикладу 5.1 маємо: = 126 Ом, = 196 пФ, = 0,716. Використовуючи співвідношення (5.3) та умови задачі отримаємо: = 10 Ом. Підставляючи в (5.5) знайдемо: = 7,54 нГн. Підставляючи результати розрахунків у (5.6), отримаємо: = 108 МГц. Використовуючи співвідношення (5.4), (2.5) визначимо, що при простому шунтуванні каскаду резистором = 10 Ом каскаду виявляється рівною 50 МГц.
5.3. РОЗРАХУНОК КАСКАДУ з паралельним Негативний зворотний зв'язок
Для виключення втрат у посиленні, обумовлених використанням вхідний коректує ланцюга (див. розділ 5.2), в якості вхідного каскаду може бути використаний каскад з паралельною ООС. Принципова схема каскаду наведена на рис. 5.3, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 5.3, б.

а) б)
Рис. 5.3
Особливістю схеми є те, що при великому значенні вхідної ємності навантажує каскаду і глибокої ООС ( мало) в схемі, навіть за умови = 0, з'являється викид на АЧХ в області верхніх частот. Тому розрахунок каскаду слід починати за умови: = 0. У цьому випадку коефіцієнт передачі каскаду в області частот описується виразом:
, (5.7)
де ; (5.8)

;
;
;
- вхідний опір і ємність навантажує каскаду.
При заданому значенні , каскаду дорівнює:
, (5.9)
де .
Формулою (5.9) можна користуватися у разі, якщо . У випадку схема має викид на АЧХ і слід збільшити . Якщо виявиться, що при менше необхідного значення, слід ввести . У цьому випадку коефіцієнт підсилення каскаду в області частот описується виразом:
, (5.10)
де ; (5.11)
;

;
;
.
Оптимальна по Брауде АЧХ досягається за умови:
. (5.12)
При заданому значенні , каскаду може бути знайдена після знаходження дійсного кореня рівняння:
, (5.13)
де .
При відомому значенні , каскаду визначається з умови:
. (5.14)
Приклад 5.3. Розрахувати , , каскаду з паралельною ООС, схема якого наведена на рис. 5.3, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 50 Ом, = 0,9, = 1,5, навантажує каскаду - з прикладу 4.2 ( = 44 пФ, = 3590 Ом).
Рішення. За відомим і з (5.11) визначимо = 75 Ом. Розраховуючи і формули (5.7) знайдемо, що . Тому слід збільшити значення . Виберемо = 6. У цьому випадку з (5.11) визначимо: = 150 Ом. Для даного значення . За формулою (5.9) отримаємо: = 76 Мгц. Для розширення смуги пропускання розрахуємо за (5.12): = 57 нГн. Тепер знайдемо дійсний корінь рівняння (5.13): , І по (5.14) визначимо: = 122 МГц.
6. УЗГОДЖЕНІ КАСКАД зі зворотним зв'язком
6.1. РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З КОМБІНОВАНОЇ ООС
Принципова схема каскаду з комбінованою ООС наведена на рис. 6.1, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 6.1, б.

а) б)

Рис.6.1

Спільне використання паралельної ООС по напрузі і послідовної ООС по току дозволяє стабілізувати коефіцієнт посилення каскаду, його вхідний і вихідний опору. За умови >> і виконанні рівностей:
(6.1)
схема виявляється узгодженої по входу і виходу з КСВН не більше 1,3 в діапазоні частот, де виконується умова ³ 0,7. Тому взаємний вплив каскадів один на одного при їх каскадування відсутній [8].
При виконанні умов (6.1), коефіцієнт передачі каскаду від генератора в навантаження в області частот описується виразом:
, (6.2)
де ; (6.3)
;
;
;
.
Переймаючись значенням , З (6.1) і (6.3) отримаємо:
. (6.4)
При заданому значенні , каскаду дорівнює:
, (6.5)
де .
У [9] показано, що при виконанні умов (6.1) відчувається опір навантаження транзистора каскаду з комбінованою ООС одно , А максимальна амплітуда сигналу, що віддається каскадом в навантаження, складає величину:
, (6.6)
де - Максимальне значення вихідного напруги віддається транзистором.
Приклад 6.1. Розрахувати , , каскаду наведеного на рис. 6.1, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 50 Ом; = 0,9; = 3.
Рішення. За відомим і з (6.4) отримаємо: = 200 Ом. Підставляючи в (6.1) знайдемо: = 12,5 Ом. Розраховуючи коефіцієнти , формули (6.2) і підставляючи в (6.5) визначимо: = 95 МГц. Тепер по (6.6) можна знайти величину втрат вихідного сигналу, обумовлених використанням ООС: .
6.2. РОЗРАХУНОК КАСКАДІВ з перехресним ООС
Принципова схема каскадів з перехресними ООС наведена на рис. 6.2, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 6.2, б.

а) б)

Рис. 6.2

За ідеології побудови розглянута схема схожа на підсилювач, в якому використані каскади з комбінованою ООС. Однак при заданому коефіцієнті посилення схема має більшу смугою пропускання, яка практично не скорочується при збільшенні числа каскадів, що пояснюється комплексним характером зворотного зв'язку на високих частотах.
Підсилювач з перехресними ООС, також як і каскад з комбінованою ООС, при виконанні рівностей (6.1) виявляється узгодженої по входу і виходу з КСВН не більше 1,3 [8, 9]. Коефіцієнт передачі двухтранзісторного варіанту підсилювача, зображеного на рис. 6.2, виконаного на однотипних транзисторах і при нехтуванні величинами другого порядку малості, описується виразом:
, (6.7)
де ; (6.8)
= 2;
;
;
При заданому значенні , каскаду дорівнює:
, (6.9)
де .
Величина втрат вихідного сигналу, обумовлених використанням ООС, визначається співвідношенням (6.6).
При збільшенні числа каскадів, верхня гранична частота всього підсилювача практично не змінюється і може бути розрахована за емпіричної залежності:
,
де - Загальне число каскадів;
- Верхня частота смуги пропускання двухтранзісторного варіанту підсилювача, що розраховується за формулою (6.9).
Коефіцієнт посилення n-каскадного підсилювача розраховується за формулою (6.8).
Приклад 6.2. Розрахувати , , двухтранзісторного варіанту підсилювача наведеного на рис. 6.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 50 Ом; = 0,81; = 10.
Рішення. Підставляючи в (6.8) задані значення і знайдемо: = 160 Ом. Підставляючи в (6.1) отримаємо: = 15,5 Ом. Тепер по (6.9) визначимо: = 101 МГц.
6.3. РОЗРАХУНОК каскаду зі складанням НАПРУЖЕНЬ
Принципова схема каскаду зі складанням напруг [10] наведена на рис. 6.3, а, еквівалентна схема по постійному струму - на рис. 6.3, б, по змінному струмі - на рис. 6.3, ст.

а) б) в)

Рис. 6.3

При виконанні умови:
, (6.10)
напруга, що віддається транзистором каскаду, так само амплітуді вхідного впливу. Коефіцієнт посилення по струму транзистора включеного по схемі з загальною базою дорівнює одиниці. У цьому випадку струм, віддають попереднім каскадом, практично дорівнює струму навантаження. Тому відчувається опір навантаження каскаду одно половині опору , Його вхідний опір також одно половині опору , Аж до частот відповідних = 0,7. Це слід враховувати при розрахунку робочих точок розглянутого і предоконечного каскадів.
Коефіцієнт посилення каскаду в області верхніх частот, з урахуванням виконання рівності (6.10), описується виразом:
,
де
;
;
;
;
.
Оптимальна по Брауде АЧХ каскаду реалізується при розрахунку і за формулами [10]:
; (6.11)
, (6.12)
а значення визначається із співвідношення:
. (6.13)
Приклад 6.3. Розрахувати , , каскаду зі складанням напруг наведеного на рис. 6.3, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 2.1) і умов: = 50 Ом; = 0,9.
Рішення. За формулами (6.11), (6.12) отримаємо = 3 кОм; = 10,4 пФ. Тепер по (6.13) знайдемо: = 478 МГц.
7. РОЗРАХУНОК КАСКАДІВ З чотирьохполюсних коригуючими ланцюгами
У розглянутих вище підсилювальних каскадах розширення смуги пропускання було пов'язано з втратою частини вихідний потужності в резисторах коригувальних ланцюгів, або ланцюгів ООС. Цього недоліку позбавлені підсилювачі, побудовані за принципом послідовного з'єднання коригувальних ланцюгів (КЦ) та підсилювальних елементів [2]. У цьому випадку розрахунки вхідних, вихідних і міжкаскадних КЦ ведуться з використанням еквівалентної схеми заміщення транзистора наведеної на рис. 1.2, а в ланцюзі колектора замість резистора встановлюється дросель , Що виключає втрати потужності в колекторному ланцюзі.
Приклад побудови схеми підсилювача з КЦ наведено на рис. 7.1, де ВхКЦ - вхідна КЦ, МКЦ - межкаскадная КЦ, ВихКЦ - вихідна КЦ.

Рис. 7.1
7.1. РОЗРАХУНОК ВИХІДНИЙ коригувальні ланцюга
З теорії підсилювачів відомо [3], що для отримання максимальної вихідної потужності в заданій смузі частот необхідно реалізувати відчувається опір навантаження, для внутрішнього генератора транзистора, рівне постійній величині в усьому робочому діапазоні частот. Це досягається включенням вихідний ємності транзистора (див. рис. 1.2) у фільтр нижніх частот, що використовується в якості вихідної КЦ. Схема включення вихідний КЦ наведена на рис. 7.2.

Рис. 7.2
При роботі підсилювача без вихідний КЦ, модуль коефіцієнта відбиття | | Ощущаемого опору навантаження внутрішнього генератора транзистора дорівнює [3]:
| | = , (6.14)
де - Поточна кругова частота.
У цьому випадку зменшення вихідної потужності щодо максимального значення, обумовлене наявністю , Складає величину:
, (6.15)
де - Максимальне значення вихідної потужності на частоті за умови рівності нулю ;
- Максимальне значення вихідної потужності на частоті при наявності .
Описана в [3] методика Фано дозволяє при заданих і розрахувати такі значення елементів вихідний КЦ і , Які забезпечують мінімально можливу величину максимального значення модуля коефіцієнта відбиття в смузі частот від нуля до . У таблиці 7.1 наведені нормовані значення елементів , , , Розраховані за методикою Фано, а також коефіцієнт , Що визначає величину відчутного опору навантаження щодо якого обчислюється .
Справжні значення елементів розраховуються за формулами:
(6.16)
де - Верхня кругова частота смуги пропускання підсилювача.

Таблиця 7.1 - Нормовані значення елементів вихідний КЦ






0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,180
0,382
0,547
0,682
0,788
0,099
0,195
0,285
0,367
0,443
0,000
0,002
0,006
0,013
0,024
1,000
1,001
1,002
1,010
1,020
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
0,865
0,917
0,949
0,963
0,966
0,513
0,579
0,642
0,704
0,753
0,037
0,053
0,071
0,091
0,111
1,036
1,059
1,086
1,117
1,153
1,1
1,2
1,3
1,4
1,5
0,958
0,944
0.927
0,904
0,882
0,823
0,881
0,940
0,998
1,056
0,131
0,153
0,174
0,195
0,215
1,193
1,238
1,284
1,332
1,383
1,6
1,7
1,8
1,9
0,858
0,833
0,808
0,783
1,115
1,173
1,233
1,292
0,235
0,255
0,273
0,292
1,437
1,490
1,548
1,605
Приклад 7.1. Розрахувати вихідну КЦ для підсилювального каскаду на транзисторі КТ610А ( = 4 пФ), при = 50 Ом, = 600 МГц. Визначити і зменшення вихідний потужності на частоті при використанні КЦ і без неї.
Рішення. Знайдемо нормоване значення : = = = 0,7536. У таблиці 7.1 найближче значення одно 0,753. Цьому значенню відповідають: = 1,0; = 0,966; = 0,111; = 1,153. Після денормірованія за формулами (6.16) отримаємо: = 12,8 нГн; = 5,3 пФ; = 43,4 Ом. Використовуючи співвідношення (6.14), (6.15) знайдемо, що за відсутності вихідний КЦ зменшення вихідний потужності на частоті , Обумовлене наявністю , Становить 1,57 рази, а при її використанні - 1,025 рази.
7.2. РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З РЕАКТИВНОЇ межкаскадная коригувальна ЛАНЦЮГОМ ТРЕТЬОГО ПОРЯДКУ
Принципова схема підсилювача з реактивною межкаскадной КЦ третього порядку наведена на рис. 7.3, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 7.3, б [11, 12].

а) б)

Рис. 7.3

Використовуючи односпрямовану еквівалентну схему заміщення транзистора, схему (рис. 7.3) можна представити у вигляді, наведеному на рис. 7.4.

Рис. 7.4
Згідно з [2, 11], коефіцієнт прямої передачі послідовного з'єднання межкаскадной КЦ і транзистора , За умови використання вихідний КЦ, дорівнює:
, (6.17)
де ;
- Нормована частота;
- Поточна кругова частота;
- Верхня кругова частота смуги пропускання розроблюваного підсилювача;
; (6.18)
;
, = - Нормовані щодо і значення елементів і .
При заданих значеннях , , , Відповідних необхідній формі АЧХ каскаду, нормовані значення , , розраховуються за формулами [12]:
(6.19)
де ;
;
;
;
;
;
;
,
,
* = .
У теорії фільтрів відомі табульований значення коефіцієнтів , , , Відповідні заданій нерівномірності АЧХ ланцюга описуваної функцією виду (6.17) [13], які наведені у таблиці 7.2.

Таблиця 7.2 - Коефіцієнти передавальної функції фільтра Чебишева

Нерівномірність АЧХ, дБ




0,1
1,605
1,184
0,611
0,2
1,805
1,415
0,868
0,3
1,940
1,56
1,069
0,4
2,05
1,67
1,24
0,5
2,14
1,75
1,40
0,6
2,23
1,82
1,54
0,7
2,31
1,88
1,67
0,8
2,38
1,93
1,80
0,9
2,45
1,97
1,92
1,0
2,52
2,012
2,035
1,2
2,65
2,08
2,26
1,4
2,77
2,13
2,46
1,6
2,89
2,18
2,67
1,8
3,01
2,22
2,87
2,0
3,13
2,26
3,06
Для вирівнювання АЧХ в області частот нижче використовується резистор , Що розраховується за формулою [11]:
. (6.20)
При роботі каскаду в якості вхідного, у формулі (6.19) значення приймається рівним нулю.
Після розрахунку , , , Істинні значення елементів знаходяться із співвідношень:
(6.21)
Приклад 7.2. Розрахувати каскаду і значення елементів , , , межкаскадной КЦ (рис. 7.3), при використанні транзисторів КТ610А ( = 3 нГн, = 5 Ом, = 4 пФ, = 86 Ом, = 1 ГГц) і умов = 50 Ом, = 0,9, = 260 МГц.
Рішення. По таблиці 7.2 для = 0,9, що відповідає нерівномірності АЧХ 1 дБ, визначимо: = 2,52; = 2,012; = 2,035. Знаходячи нормовані значення = 0,56, = 0,055, = 0,058 і підставляючи в (6.19), отримаємо: = 1,8; = 0,757; = 0,676. Розраховуючи і підставляючи в (6.18) знайдемо: = 3,2, а з (6.20) визначимо: = 3,75 кОм. Після денормірованія елементів по (6.21) отримаємо: = 12,8 пФ; = 5,4 пФ; = 35,6 нГн.
7.3. РОЗРАХУНОК КАСКАДУ з заданим нахилом АЧХ
Проблема розробки широкосмугових підсилюючих каскадів з заданим нахилом АЧХ пов'язана з необхідністю компенсації нахилу АЧХ джерел підсилюються сигналів; усунення частотно-залежних втрат в кабельних системах зв'язку; вирівнювання АЧХ малошумящих підсилювачів, вхідні каскади яких реалізуються без застосування ланцюгів високочастотної корекції. На рис. 7.5, а наведена принципова схема підсилювача з реактивною межкаскадной КЦ четвертого порядку, що дозволяє реалізувати заданий нахил АЧХ підсилювального каскаду, еквівалентна схема по перемінному току наведена на рис. 7.5, б [14].
а) б)
Рис. 7.5
Використовуючи односпрямовану еквівалентну схему заміщення транзистора, схему (рис. 7.5) можна представити у вигляді, наведеному на рис. 7.6.

Рис. 7.6
Вводячи ідеальний трансформатор після конденсатора , З наступним застосуванням перетворення Нортона [3], перейдемо до схеми представленої на рис. 7.7.

Рис. 7.7
Відповідно до [2, 11], коефіцієнт передачі послідовного з'єднання межкаскадной КЦ і транзистора , За умови використання вихідний КЦ, дорівнює:
(7.9)
де ;
- Нормована частота
; (7.10)
;
;

;
;
;
- Нормовані щодо і значення елементів .
Таблиця 7.3 - Нормовані значення елементів КЦ для = 0,25 дБ

Нахил







+4 ДБ
3.3
2
3.121
5.736
3.981
3.564
0.027
0.0267
0.0257
0.024
0.02
0.013
0.008
0,0
1.058
1.09
1.135
1.178
1.246
1.33
1.379
1.448
2.117
2.179
2.269
2.356
2.491
2.66
2.758
2.895
3.525
3.485
3.435
3.395
3.347
3.306
3.29
3.277
6.836
6.283
5.597
5.069
4.419
3.814
3.533
3.205
0.144
0.156
0.174
0.191
0.217
0.248
0.264
0.287
+2 ДБ
3.2
2
3.576
6.385
4.643
3.898
0.0361
0.0357
0.0345
0.0325
0.029
0.024
0.015
0.0
1.59
1.638
1.696
1.753
1.824
1.902
2.014
2.166
3.18
3.276
3.391
3.506
3.648
3.804
4.029
4.332
3.301
3.278
3.254
3.237
3.222
3.213
3.212
3.227
5.598
5.107
4.607
4.204
3.797
3.437
3.031
2.622
0.172
0.187
0.207
0.225
0.247
0.269
0.3
0.337
+0 ДБ
3.15
2
4.02
7.07
5.34
4.182
0.0493
0.049
0.047
0.045
0.04
0.03
0.017
0.0
2.425
2.482
2.595
2.661
2.781
2.958
3.141
3.346
4.851
4.964
5.19
5.322
5.563
5.916
6.282
6.692
3.137
3.13
3.122
3.121
3.125
3.143
3.175
3.221
4.597
4.287
3.753
3.504
3.134
2.726
2.412
2.144
0.205
0.219
0.247
0.263
0.29
0.327
0.36
0.393
-3 ДБ
3.2
2
4.685
8.341
6.653
4.749
0.0777
0.077
0.075
0.07
0.06
0.043
0.02
0.0
4.668
4.816
4.976
5.208
5.526
5.937
6.402
6.769
9.336
9.633
9.951
10.417
11.052
11.874
12.804
13.538
3.062
3.068
3.079
3.102
3.143
3.21
3.299
3.377
3.581
3.276
2.998
2.68
2.355
2.051
1.803
1.653
0.263
0.285
0.309
0.34
0.379
0.421
0.462
0.488
-6 ДБ
3.3
2
5.296
9.712
8.365
5.282
0.132
0.131
0.127
0.12
0.1
0.08
0.04
0.0
16.479
17.123
17.887
18.704
20.334
21.642
23.943
26.093
32.959
34.247
35.774
37.408
40.668
43.284
47.885
52.187
2.832
2.857
2.896
2.944
3.049
3.143
3.321
3.499
2.771
2.541
2.294
2.088
1.789
1.617
1.398
1.253
0.357
0.385
0.42
0.453
0.508
0.544
0.592
0.625
Таблиця 7.4 - Нормовані значення елементів КЦ для = 0,5 дБ

Нахил







+6 ДБ
5.4
2
2.725
5.941
3.731
4.3
0.012
0.0119
0.0115
0.011
0.0095
0.0077
0.005
0.0
0.42
0.436
0.461
0.48
0.516
0.546
0.581
0.632
0.839
0.871
0.923
0.959
1.031
1.092
1.163
1.265
6.449
6.278
6.033
5.879
5.618
5.432
5.249
5.033
12.509
11.607
10.365
9.624
8.422
7.602
6.814
5.911
0.09
0.097
0.109
0.117
0.134
0.147
0.164
0.187
+3 ДБ
4.9
2
3.404
7.013
4.805
5.077
0.0192
0.019
0.0185
0.017
0.015
0.012
0.007
0.0
0.701
0.729
0.759
0.807
0.849
0.896
0.959
1.029
1.403
1.458
1.518
1.613
1.697
1.793
1.917
2.058
5.576
5.455
5.336
5.173
5.052
4.937
4.816
4.711
8.98
8.25
7.551
6.652
6.021
5.433
4.817
4.268
0.123
0.134
0.146
0.165
0.182
0.2
0.224
0.249
0 дБ
4.9
2
4.082
8.311
6.071
6.0
0.0291
0.0288
0.028
0.0265
0.024
0.019
0.01
0.0
1.012
1.053
1.096
1.145
1.203
1.288
1.404
1.509
2.024
2.106
2.192
2.29
2.406
2.576
2.808
3.018
5.405
5.306
5.217
5.129
5.042
4.94
4.843
4.787
6.881
6.296
5.79
5.303
4.828
4.271
3.697
3.301
0.16
0.175
0.19
0.207
0.226
0.253
0.287
0.316
-3 ДБ
5.2
2
4.745
9.856
7.632
7.13
0.0433
0.043
0.0415
0.039
0.035
0.027
0.015
0.0
1.266
1.318
1.4
1.477
1.565
1.698
1.854
2.019
2.532
2.636
2.799
2.953
3.13
3.395
3.708
4.038
5.618
5.531
5.417
5.331
5.253
5.172
5.117
5.095
5.662
5.234
4.681
4.263
3.874
3.414
3.003
2.673
0.201
0.217
0.241
0.263
0.287
0.321
0.357
0.391
-6 ДБ
5.7
2
5.345
11.71
9.702
8.809
0.0603
0.06
0.058
0.054
0.048
0.04
0.02
0.0
1.285
1.342
1.449
1.564
1.686
1.814
2.068
2.283
2.569
2.684
2.899
3.129
3.371
3.627
4.136
4.567
6.291
6.188
6.031
5.906
5.812
5.744
5.683
5.686
5.036
4.701
4.188
3.759
3.399
3.093
2.634
2.35
0.247
0.264
0.295
0.325
0.355
0.385
0.436
0.474
У таблицях 7.3 та 7.4 наведені значення елементів , Обчислені для випадку реалізації підсилювального каскаду з різним нахилом АЧХ, що лежить в межах + 6 дБ, при допустимому ухиленні АЧХ від необхідної форми дорівнює 0,25 дБ і 0,5 дБ, і для різних значень .
Таблиці отримані за допомогою методики проектування согласующе-вирівнюючих ланцюгів транзисторних підсилювачів, що передбачає складання і рішення систем компонентних рівнянь [5], та методики синтезу прототипу передавальної характеристики, що забезпечує максимальний коефіцієнт підсилення каскаду при заданій допустимої нерівномірності АЧХ в заданій смузі частот [13].
Для переходу від схеми на рис. 7.7 до схеми на рис. 7.6 слід скористатися формулами перерахунку:
(7.11)
де ;
* , - Нормовані щодо і значення елементів і .
Табличні значення елементів , В цьому випадку, вибираються для значення рівного:
(7.12)
де - Коефіцієнт, значення якого наведено у таблицях.
Приклад 7.3. Розрахувати каскаду і значення елементів , , , , межкаскадной КЦ (рис. 7.5), якщо в якості і використовуються транзистори КТ610А ( = 3 нГн, = 5 Ом, = 4 пФ, = 86 Ом, = 1 ГГц), необхідний підйом АЧХ каскаду на транзисторі дорівнює 3 дБ, = 50 Ом, = 0,9, = 260 МГц.
Рішення. Нормовані значення елементів , і рівні: * = = 0,56; = / = 0,058; = / = 0,057. Значення = 0,9 відповідає нерівномірності АЧХ 1 дБ. По таблиці 7.4 знайдемо, що для підйому АЧХ еквівалент 3 дБ коефіцієнт = 4,9. За (7.12) визначимо: = 0,05. Найближче табличне значення одно 0,07. Для цього значення з таблиці маємо: = 0,959; = 1,917; = 4,816; = 4,817; = 0,224. Тепер по (7.11) і (7.10) отримаємо: = 1,13; = 0,959; = 1,917; = 4,256; = 3,282; = 0,229; = 4,05. Після денормірованія елементів знайдемо: = = 82,5 Ом; = / = 100 нГн; = / = 30,3 пФ; = 23,4 пФ; = 12 нГн.
8. РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮВАЧ з частотним поділом каналів
При розробці підсилювачів з робочими частотами від нуля або одиниць герц до одиниць гігагерц виникає проблема сполучення схемних рішень побудови низькочастотних та надвисокочастотних підсилювачів. Наприклад, використання великих значень розділових конденсаторів і дроселів харчування для зменшення нижньої граничної частоти, пов'язане з появою некорректіруемих паразитних резонансів в області надвисоких частот. Цього недоліку можна уникнути, використовуючи частотно-розділові ланцюга (ЧРЦ). Найбільший інтерес представляє схема підсилювача з ЧРЦ, призначеного для посилення як періодичних, так і імпульсних сигналів [15,16,17]. Схема підсилювача з ЧРЦ наведена на рис. 8.1, де УВЧ - підсилювач верхніх частот, УНЧ - підсилювач нижніх частот.

Рис. 8.1
Принцип роботи схеми полягає в наступному. Підсилювач з ЧРЦ складається з двох канальних підсилювачів. Перший канальний підсилювач УВЧ є високочастотним і будується з використанням схемних рішень побудови підсилювачів надвисоких частот. Другий канальний підсилювач УНЧ є низькочастотним і будується з використанням переваг схемних рішень побудови підсилювачів постійного струму, або підсилювачів низької частоти. За умови узгоджених входів і виходів канальних підсилювачів, виборі значення резистора рівним , А багато більше значення , Підсилювач з ЧРЦ виявляється узгодженим по входу і виходу. Кожен з канальних підсилювачів посилює відповідну частину спектру вхідного сигналу. Вихідна ЧРЦ здійснює підсумовування посилених спектрів в навантаженні.
Якщо позначити нижню і верхню граничні частоти УВЧ як і , А нижню і верхню граничні частоти УНЧ як і , То додатковим необхідною умовою побудови підсилювача з ЧРЦ є вимога:
* ³ 10 . (8.1)
У цьому випадку смуга пропускання розроблюваного підсилювача з ЧРЦ буде охоплювати область частот від до .
З урахуванням вищесказаного розрахунок значень елементів ЧРЦ підсилювача зводиться до наступного.
Значення резисторів і вибираються з умов:
(8.2)
По заданому коефіцієнту посилення УВЧ визначається необхідний коефіцієнт посилення УНЧ із співвідношення:
, (8.3)
де - Вхідний опір УНЧ.
Значення елементів ЧРЦ розраховуються за формулами [15]:
(8.4)
Приклад 8.1. Розрахувати значення елементів , , , , , , Коефіцієнт посилення УНЧ і його для підсилювача з ЧРЦ, схема якого наведена на рис. 8.1, за умов: = 10; = 1 МГц; = ; = = 50 Ом.
Рішення. Відповідно з формулами (8.1) і (8.2) вибираємо: = 10 МГц, = 50 Ом, = 500 Ом. Тепер по (8.3) знайдемо: = 110, а за (8.4) визначимо: = 3,2 нФ; = 8 мкГн; = 320 пФ; = 800 нГн.
Список використаних джерел
1. Мамонкин І.Г. Підсилювальні пристрої. Навчальний посібник для вузів. - М.: Зв'язок. 1977.
2. Шварц Н.З. Лінійні транзисторні підсилювачі НВЧ. - М.: Сов. радіо, 1980.
3. Широкосмугові радіопередавальні пристрої / Алексєєв О.В., Головков О.А., Польовий В.В., Соловйов О.О.; Під ред. О.В. Алексєєва. - М.: Зв'язок, 1978.
4. Титов О.А., Бабак Л.І., Черкашин М.В. Розрахунок межкаскадной узгоджуючої ланцюга транзисторного смугового підсилювача потужності / / Електронна техніка. Сер. НВЧ-техніка. - 2000. - Вип. 1.
5. Бабак Л.І., Шевцов А.М., Юсупов Р.Р. Пакет програм автоматизованого розрахунку транзисторних широкосмугових і імпульсних УВЧ - і НВЧ підсилювачів / / Електронна техніка. Сер. НВЧ - техніка. - 1993. - Вип. 3.
6. Пєтухов В.М. Польові та високочастотні біполярні транзистори середньої та великої потужності та їхні зарубіжні аналоги: Довідник. У 4 томах. - М.: кубки-а, 1997.
7. Никифоров В.В., Терентьєв С.Ю. Синтез ланцюгів корекції широкосмугових підсилювачів потужності із застосуванням методів нелінійного програмування / / Сб. «Напівпровідникова електроніка у техніці зв'язку». / Под ред. І.Ф. Миколаївського. - М.: Радіо і зв'язок, 1986. - Вип. 26.
8. Титов А.А. Спрощений розрахунок широкосмугового підсилювача. / / Радіотехніка. - 1979. - № 6.
9. Меліхов С.В., Колесов І.А. Вплив навантажувальних зворотних зв'язків на рівень вихідного сигналу підсилювальних каскадів / / Сб. «Широкосмугові підсилювачі». - Томськ: Вид-во Том. ун-ту, 1975. - Вип. 4.
10. Бабак Л.І. Аналіз широкосмугового підсилювача за схемою зі складанням напруг / / Сб. «Наносекундних і субнаносекундного підсилювачі» / За ред. І.А. Суслова. - Томськ: Вид-во Том. ун-ту, 1976.
11. Бабак Л.І., Дергунов С.А. Розрахунок ланцюгів корекції надширокосмугових транзисторних підсилювачів потужності СВЧ / / Сб. «Радіотехнічні методи і засоби вимірювань» - Томськ: Вид-во Том. ун-ту, 1985.
12. Титов А.А. Розрахунок межкаскадной коректує ланцюга многооктавного транзисторного підсилювача потужності. / / Радіотехніка. - 1987. - № 1.
13. Титов А.А. Розрахунок дисипативної межкаскадной коректує ланцюга широкосмугового підсилювача потужності / / Радіотехніка. - 1989. - № 2.
14. Альбац М.Є. Довідник з розрахунку фільтрів і ліній затримки. - М.: Госенергоіздат, 1963.
15. Іллюшенко В.М., Тітов А.А. Багатоканальні імпульсні пристрої з частотним поділом каналів. / / Радіотехніка. - 1991. - № 1.
16. Пикосекундной імпульсна техніка. / В.М. Іллюшенко, Б.І. Авдоченко, В.Ю. Баранов та ін / За ред. В.Н. Іллюшенко .- М.: Вища школа, 1993.
17. Авторське свідоцтво № 1653128 СРСР, МКІ НОЗF 1 / 42. Широкосмуговий підсилювач / В.М. Іллюшенко, А.А. Титов / / Відкриття, Винаходи. - 1991 - № 20.
Додати в блог або на сайт

Цей текст може містити помилки.

Комунікації, зв'язок, цифрові прилади і радіоелектроніка | Книга | 292.4кб. | скачати

Схожі роботи:
Розрахунок коригувальних ланцюгів широкосмугових підсилюючих каскадів на біполярних транзисторах
Розрахунок підсилювального резистивного каскаду на біполярних транзисторах
Розрахунок коригувальних ланцюгів широкосмугових підсилюючих каскадів на польових транзисторах
Спеціальні схеми підсилювальних каскадів
Методи аналізу транзисторних підсилювальних каскадів
Підсилювачі на біполярних транзисторах
Ключові елементи на біполярних транзисторах
Конструкції елементів напівпровідникових мікросхем на МДП-транзисторах
Розрахунок параметрів і режимів роботи транзисторних каскадів підсилювача низької частоти
© Усі права захищені
написати до нас
Рейтинг@Mail.ru