додати матеріал


Проектування ланцюгів корекції узгодження та фільтрації підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв

[ виправити ] текст може містити помилки, будь ласка перевіряйте перш ніж використовувати.

Міністерство освіти Російської Федерації


МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ УНІВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛІННЯ ТА РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ (ТУСУР)
Кафедра радіоелектроніки та захисту інформації (РЗИ)

ЗАТВЕРДЖУЮ

Завідувач кафедрою РЗИ
доктор технічних наук, професор
________________В.Н. Іллюшенко
____ _____________________2003 Р.
Проектування ланцюгів корекції, узгодження та фільтрації підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв
Навчально-методичний посібник з курсового проектування
для студентів радіотехнічних спеціальностей
Розробник:
доцент кафедри РЗИ
кандидат технічних наук
_______________А.А. Титов;

Томськ - 2003


УДК 621.396
Рецензент: А.С. Красько, старший викладач кафедри Радіоелектроніки та захисту інформації Томського державного університету систем управління та радіоелектроніки.
Титов А.А.
Проектування ланцюгів корекції, узгодження та фільтрації підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв: Навчально-методичний посібник з курсового проектування для студентів радіотехнічних спеціальностей. - Томськ: Томськ. держ. ун-т систем управління та радіоелектроніки, 2003. - 64 с.
Посібник містить опис схемних рішень побудови ланцюгів формування амплітудно-частотних характеристик, узгодження та фільтрації широкосмугових і смугових підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв, методів їх проектування по заданим вимогам до тракту передачі.
© Томський держ. ун-т систем
управління та радіоелектроніки, 2003
© Титов А.А., 2003

Зміст

Введення ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... ... ........... 4
1. Вихідні дані для проектування ... ... ..... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ...... 5
1.1. Структурна схема тракту передачі .............................................. ................... 5
1.2. Моделі потужних транзисторів ............................................... ........................... 7
2. Проектування вихідних ланцюгів корекції, узгодження та фільтрації ..... 9
2.1. Вихідна коригувальна ланцюг широкосмугового підсилювача .................... 9
2.2. Вихідний узгоджувальний трансформатор широкосмугового підсилювача .... 12
2.3. Вихідний узгоджувальний трансформатор смугового підсилювача ............... 15
2.4. Фільтри вищих гармонічних складових смугового підсилювача .. 17
3. Проектування ланцюгів формування амплітудно-частотних
характеристик ................................................. .................................................. .... 19
3.1. Метод параметричного синтезу потужних підсилювальних каскадів
з коригуючими ланцюгами ............................................... ............................ 20
3.2. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадів ........ 24
3.2.1. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадів
з коригуючої ланцюгом другого порядку ............................................. .... 25
3.2.2. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадів
з коригуючої ланцюгом третього порядку ............................................. .. 29
3.2.3. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадів
з заданим нахилом амплітудно-частотної характеристики ................. 35
3.3. Параметричний синтез смугових підсилювальних каскадів .................... 43
3.3.1. Параметричний синтез смугових підсилювальних каскадів
з коригуючої ланцюгом третього порядку ............................................. ... 44
3.3.2. Параметричний синтез смугових підсилювальних каскадів
з коригуючої ланцюгом четвертого порядку ............................................ 47
3.3.3. Параметричний синтез смугових підсилювальних каскадів
з коригуючої ланцюгом, виконаної у вигляді фільтра нижніх
частот ................................................. .................................................. .......... 54
4. Список використаних джерел .. ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .................. 60
ВСТУП
Завдання оптимальної реалізації вхідних, вихідних і міжкаскадних коригувальних ланцюгів, ланцюгів фільтрації та узгодження широкосмугових і смугових підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв по заданим вимогам до тракту передачі є невід'ємною частиною процесу проектування передавачів телевізійного та радіомовлення, стільникового та пейджінгогой зв'язку, систем лінійної та нелінійної радіолокації. У відомій навчальної та наукової літератури матеріал, присвячений цій проблемі, не завжди представлений у зручному для проектування вигляді. До того ж у теорії радіопередавальних пристроїв немає доказів переваги використання того чи іншого схемного рішення при розробці конкретного передавача. У зв'язку з цим проектування підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв багато в чому грунтується на інтуїції і досвіді розробника. При цьому, різні розробники, частіше за все, по-різному вирішують поставлені перед ними завдання, досягаючи бажаних результатів. У зв'язку з цим в даному посібнику зібрані найбільш відомі та ефективні схемні рішення побудови вхідних, вихідних і міжкаскадних коригувальних ланцюгів, ланцюгів фільтрації та узгодження широкосмугових і смугових підсилювачів потужності, а співвідношення для розрахунку дані без висновків. Посилання на літературу дозволяють знайти, при необхідності, докази справедливості наведених співвідношень. Оскільки, як правило, підсилювачі потужності працюють в стандартному 50 або 75-омном тракті, співвідношення для розрахунку дані виходячи з умов, що їх кінцеві каскади працюють на чисто резистивную навантаження, а вхідні - від суто резистивного опору генератора.

1. ВИХІДНІ ДАНІ ДЛЯ ПРОЕКТУВАННЯ
 
1.1. СТРУКТУРНА СХЕМА ТРАКТУ ПЕРЕДАЧІ
 
Радіопередавальні пристрої призначені для формування радіочастотних сигналів, їх посилення і подальшої передачі цих сигналів до споживача.
Загальна структурна схема радіопередавального устрою може бути представлена ​​у вигляді, зображеному на рис. 1.1 [1].

Рис. 1.1
Основними елементами цієї схеми є:
- Збудник, призначений для формування несучого коливання;
- Модулюючий пристрій, змінює параметри несучого коливання для однозначного відображення в ньому інформації, що передається;
- Підсилювач потужності, призначений для забезпечення необхідних енергетичних характеристик електромагнітних коливань.
Методи проектування збудників, модулюють пристроїв, підсилювачів потужності і способи вирішення загальних питань побудови радіопередавальних пристроїв описані в [1-4]. В даний час зростають вимоги до таких параметрів радіопередавальних пристроїв як коефіцієнт корисної дії, рівень вихідної потужності, смуга робочих частот, рівень позасмугових випромінювань, масогабаритні показники, вартість, які значною мірою визначаються застосовуваними в них підсилювачами потужності.
У загальному випадку структурна схема підсилювача потужності може бути представлена ​​у вигляді, наведеному на рис. 1.2.

Рис. 1.2
Вхідна ланцюг корекції та узгодження спільно з вхідним транзистором утворюють вхідний каскад, межкаскадная коригувальна ланцюг (КЦ) і вихідний транзистор утворюють вихідний каскад. При необхідності між вхідним і вихідним каскадом може бути включений один або кілька проміжних каскадів. Вхідна ланцюг корекції та узгодження варта узгодження вхідного опору підсилювача потужності з вихідним опором модулятора та формування заданої амплітудно-частотної характеристики вхідного каскаду. Найбільшого поширення в даний час отримала реалізація вхідного ланцюга корекції та узгодження у вигляді послідовного з'єднання аттенюатора і КЦ тієї ж структури, що і межкаскадная КЦ [5, 6]. Межкаскадная КЦ призначена для формування заданої амплітудно-частотної характеристики вихідного каскаду. Согласующе-фільтруючий пристрій служить для усунення впливу реактивної складової вихідного імпедансу транзистора на рівень вихідної потужності вихідного каскаду, для реалізації оптимального, в сенсі досягнення вихідної потужності, опору навантаження внутрішнього генератора транзистора вихідного каскаду, для забезпечення заданого рівня позасмугових випромінювань радіопередавального устрою.
Радіопередавачі найчастіше класифікують за п'ятьма основними ознаками [3, 4]: призначенню, об'єкту використання, діапазону робочих частот, потужності і виду випромінювання. У цьому навчально-методичному посібнику розглянуті питання побудови ланцюгів формування амплітудно-частотних характеристик, узгодження та фільтрації транзисторних широкосмугових і смугових підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв діапазону метрових і дециметрових хвиль. Передбачається, що необхідна вихідна потужність радіопередавача може бути отримана від одного сучасного транзистора без використання пристроїв підсумовування потужності декількох активних елементів. Для широкосмугових підсилювачів це десятки ват, для смугових - сотні ват.
1.2. МОДЕЛІ ПОТУЖНИХ ТРАНЗИСТОРОВ
Використовувані в даний час методи проектування підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв діапазону метрових і дециметрових хвиль засновані на застосуванні односпрямованих моделей потужних біполярних і польових транзисторів [7-12], принципові схеми яких наведено рис. 1.3 та 1.4.

Рис. 1.3. Односпрямована модель біполярного транзистора
Значення елементів односпрямованої моделі біполярного транзистора, представленої на рис. 1.3, можуть бути розраховані за наступними формулами [7, 10]:
;
;
;
,
де , - Індуктивності висновків бази і емітера;
- Опір бази;
- Ємність колекторного переходу;
, - Максимально допустимі постійна напруга колектор-емітер і постійний струм колектора.
При розрахунках за схемою заміщення наведеної на рис. 1.3, замість використовують параметр - Коефіцієнт підсилення транзистора по потужності в режимі двостороннього узгодження [3], що дорівнює:
, (1.1)
де = - Кругова частота, на якій коефіцієнт підсилення транзистора по потужності в режимі двостороннього узгодження дорівнює одиниці;
* - Поточна кругова частота.
Формула (1.1) і односпрямована модель (рис. 1.3) справедливі для області робочих частот вище [11], де - Статичний коефіцієнт передачі струму в схемі із загальним емітером; - Гранична частота коефіцієнта передачі струму в схемі з загальним емітером.

Рис. 1.4. Односпрямована модель польового транзистора
Значення елементів односпрямованої моделі польового транзистора, представленої на рис. 1.4, можуть бути розраховані за наступними формулами [1, 11]:
* = + ;
* = + ;
* = ,
де - Ємність затвор-витік;
* - Ємність затвор-стік;
* - Ємність стік-витік;
- Крутизна;
- Опір стік-витік;
- Опір навантаження каскаду на польовому транзисторі.
Наведені в даному навчально-методичному посібнику співвідношення для проектування вхідних, вихідних і міжкаскадних КЦ, ланцюгів фільтрації та узгодження широкосмугових і смугових підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв засновані на використанні наведених односпрямованих моделей транзисторів.
2. ПРОЕКТУВАННЯ ВИХІДНИХ ланцюгів корекції, узгодження та фільтрації
Побудова согласующе-фільтруючих пристроїв радіопередавачів діапазону метрових і дециметрових хвиль грунтується на використанні вихідних КЦ, широкосмугових трансформаторів імпедансів на ферритах, смугових трансформаторів імпедансів, виконаних у вигляді фільтрів нижніх частот, фільтруючих пристроїв, в якості яких найчастіше використовуються фільтри Чебишева і Кауера.
2.1. ВИХІДНА КОРИГУВАЛЬНА ЛАНЦЮГ ШИРОКОСМУГОВОГО ПІДСИЛЮВАЧА
При проектуванні широкосмугових передавачів малої і середньої потужності основною метою застосування вихідний КЦ підсилювача цього передавача є вимога реалізації постійної в заданій смузі частот величини відчутного опору навантаження внутрішнього генератора транзистора вихідного каскаду. Це необхідно для забезпечення ідентичності режимів роботи транзистора на різних частотах заданого діапазону, що дозволяє віддавати в навантаження не залежне від частоти необхідне значення вихідної потужності.
Поставлена ​​мета досягається включенням вихідний ємності транзистора (див. рис. 1.3 та 1.4) у фільтр нижніх частот, що використовується в якості вихідної КЦ [2]. Принципова схема підсилювального каскаду з вихідною КЦ наведена на рис. 2.1, а, еквівалентна схема включення вихідний КЦ по змінному струмі - на рис. 2.1, б, де - Розділовий конденсатор, - Резистори базового подільника, - Резистор термостабілізації, - Блокувальний конденсатор, - Дросель, - Опір навантаження, - Елементи вихідний КЦ, - Відчувається опір навантаження внутрішнього генератора транзистора вихідного каскаду.

а) б)

Рис. 2.1


При роботі підсилювача без вихідний КЦ модуль коефіцієнта відбиття | | Ощущаемого опору навантаження внутрішнього генератора транзистора дорівнює [2]:
| | = , (2.1)
де - Поточна кругова частота.
У цьому випадку відносні втрати вихідної потужності, зумовлені наявністю , Становлять величину [2]:
, (2.2)
де - Максимальне значення вихідної потужності на частоті за умови рівності нулю ;
- Максимальне значення вихідної потужності на частоті при наявності .
Описана в [2] методика Фано дозволяє при заданих і верхньої граничної частоті смуги пропускання розроблюваного підсилювача розрахувати такі значення елементів вихідний КЦ і , Які забезпечують мінімально можливу величину максимального значення модуля коефіцієнта відбиття в смузі частот від нуля до . У таблиці 2.1 наведено взяті з [2] нормовані значення елементів , , , А також коефіцієнт , Що визначає величину відчутного опору навантаження щодо якого обчислюється .
Справжні значення елементів розраховуються за формулами:
(2.3)
де = - Верхня кругова частота смуги пропускання підсилювача.
Приклад 2.1. Розрахувати вихідну КЦ для підсилювального каскаду на транзисторі КТ610А ( = 4 пФ [13]), при = 50 Ом, = 600 МГц. Визначити і зменшення вихідний потужності на частоті при використанні КЦ і без неї.
Рішення. Знайдемо нормоване значення : = = = 0,7536. У таблиці 2.1 найближче значення одно 0,753. Цьому значенню відповідають: = 1,0; = 0,966; = 0,111; = 1,153. Після денормірованія за формулами (2.3) отримаємо: = 12,8 нГн; = 5,3 пФ; = 43,4 Ом. Використовуючи співвідношення (2.1), (2.2) знайдемо, що за відсутності вихідний КЦ зменшення вихідний потужності на частоті , Обумовлене наявністю , Становить 1,57 рази, а при її використанні - 1,025 рази.
Таблиця 2.1 - Нормовані значення елементів вихідний КЦ





0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,180
0,382
0,547
0,682
0,788
0,099
0,195
0,285
0,367
0,443
0,000
0,002
0,006
0,013
0,024
1,000
1,001
1,002
1,010
1,020
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
0,865
0,917
0,949
0,963
0,966
0,513
0,579
0,642
0,704
0,753
0,037
0,053
0,071
0,091
0,111
1,036
1,059
1,086
1,117
1,153
1,1
1,2
1,3
1,4
1,5
0,958
0,944
0.927
0,904
0,882
0,823
0,881
0,940
0,998
1,056
0,131
0,153
0,174
0,195
0,215
1,193
1,238
1,284
1,332
1,383
1,6
1,7
1,8
1,9
0,858
0,833
0,808
0,783
1,115
1,173
1,233
1,292
0,235
0,255
0,273
0,292
1,437
1,490
1,548
1,605

2.2. ВИХІДНИЙ трансформатора ШИРОКОСМУГОВОГО ПІДСИЛЮВАЧА
При проектуванні широкосмугових передавачів середньої та великої потужності однієї з основних є завдання максимального використання транзистора вихідного каскаду підсилювача по вихідний потужності. Оптимальний опір навантаження потужного транзистора, на яке він віддає максимальну потужність, складає одиниці ом [2]. Тому між вихідним каскадом і навантаженням підсилювача включається трансформатор імпедансів, реалізований, як правило, на феритових сердечниках і довгих лініях [1-4, 14]. Принципова схема підсилювального каскаду з трансформатором імпедансів, мають коефіцієнт трансформації опору 1:4, наведена на рис. 2.2, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 2.2, б, де - Конденсатор фільтра; - Трансформатор; , - Елементи схеми активної колекторної термостабілізації [15]; - Транзистор вихідного каскаду підсилювача. На рис. 2.2, в наведено приклад використання трансформатора з коефіцієнтом трансформації 1:9.

б)

а) в)

Рис. 2.2


Згідно [16, 17] при заданому значенні нижньої граничної частоти смуги пропускання розроблюваного підсилювача необхідне число витків довгих ліній, намотуваних на ферритові сердечники трансформатора, визначається виразом:
, (2.4)
де d - діаметр сердечника в сантиметрах;
N - кількість довгих ліній трансформатора;
* - Відносна магнітна проникність матеріалу осердя;
S - площа поперечного перерізу сердечника в квадратних сантиметрах.
Значення коефіцієнта перекриття частотного діапазону трансформуючих і підсумовують пристроїв на феритових сердечниках і довгих лініях лежить в межах 2.10 4 ... 8.10 4 [16, 17]. Тому, прийнявши коефіцієнт перекриття рівним 5.10 4, верхня гранична частота смуги пропускання трансформатора може бути визначена зі співвідношення:
(2.5)
При розрахунках трансформаторів імпедансів по співвідношенням (2.4) та (2.5) слід враховувати, що реалізація більше 1 ГГц технічно важко здійсненна через вплив паразитних параметрів трансформаторів на його характеристики [3].
Необхідну хвильовий опір довгих ліній розробляється трансформатора розраховується за формулою [16, 17]:
. (2.6)
Методика виготовлення довгих ліній з заданим хвильовим опором описана в [18].
Вхідний опір трансформатора, розробленого з урахуванням (2.4) - (2.6), дорівнює:
. (2.7)
Приклад 2.2. Розрахувати , , трансформатора на феритових сердечниках і довгих лініях з коефіцієнтом трансформації опору 1:9, якщо = 50 Ом, = 5 кГц.
Рішення. В якості феритових сердечників трансформатора виберемо кільця марки М2000НМ 20х10х5, що мають параметри: * = 2000; d = 6 см; S = 0,5 см 2. З (2.5) - (2.7) визначимо: N = 3, = 16,7 Ом, = 250 МГц. Тепер по відомим параметрам кільця з (2.4) знайдемо: n = 16,7. Тобто для створення трансформатора імпедансів з = 5 кГц необхідно на кожному феритовому кільці намотати не менше 17 витків. Довжина одного витка довгої лінії, намотаною на феритових кільце, дорівнює 3 см. Множачи це значення на 17, отримаємо, що мінімальна довжина довгих ліній повинна бути не менше 51 см. З урахуванням необхідності з'єднання довгих ліній між собою, з навантаженням і виходом підсилювача, слід довжину кожної довгої лінії збільшити на
2 ... 3 см.
2.3. ВИХІДНИЙ трансформатора смугового ПІДСИЛЮВАЧА
При проектуванні смугових передавачів середньої та великої потужності, також як і при проектуванні широкосмугових, однією з основних є завдання максимального використання за вихідний потужності транзистора вихідного каскаду підсилювача. Однак у цьому випадку між вихідним каскадом і навантаженням підсилювача включається трансформатор імпедансів, виконаний у вигляді фільтра нижніх частот [3, 19, 20]. Найчастіше він виконується у вигляді фільтра нижніх частот четвертого порядку [19-23]. Принципова схема підсилювального каскаду з таким трансформатором наведена на рис. 2.3, а, еквівалентна схема по перемінному току - на рис. 2.3, б, де елементи формують трансформатор імпедансів, що забезпечує оптимальне, в сенсі досягнення максимального значення вихідної потужності, опір навантаження транзистора і практично не впливають на форму АЧХ підсилювального каскаду. Методика розрахунку оптимального опору навантаження потужного транзистора дана в [2, 3, 24].
Найбільш повна і зручна для інженерних розрахунків методика проектування розглянутих трансформаторів імпедансів наведена в [25, 26]. У таблиці 2.2 представлені взяті з [26] нормовані щодо і значення елементів для відносної смуги робочих частот трансформатора рівною 0,2 і 0,4 і для коефіцієнта трансформації опору що лежить в межах 2 ... 30 разів, де = - Вхідний опір трансформатора в смузі його роботи, = - Середня кругова частота смуги робочих частот трансформатора.

а) б)
Рис. 2.3
Вибір w дорівнює 0,2 і 0,4 обумовлений тим, що це найбільш часто реалізована відносна смуга робочих частот смугових передавачів середньої та великої потужності, тому що в цьому випадку перекривається будь-який з каналів телевізійного мовлення та діапазони ЧМ і FM радіомовлення [27].
Таблиця 2.2 - Нормовані значення елементів трансформатора


2
3
4
6
8
10
15
20
30

w = 0,2

0,821
1,02
1,16
1,36
1,51
1,62
1,84
2,02
2,27

0,881
0,797
0,745
0,671
0,622
0,585
0,523
0,483
0,432

w = 0,4

0,832
1,04
1,19
1,40
1,56
1,69
1,95
2,15
2,46

0,849
0,781
0,726
0,649
0,598
0,559
0,495
0,453
0,399

При вибраних значеннях нормовані значення елементів визначаються з співвідношень [23]:
(2.8)
Справжні значення елементів розраховуються за формулами:
(2.9)
Приклад 2.3. Розрахувати елементи трансформатора імпедансів (рис. 2.3) при w = 0,2, = 20 і призначеного для роботи в FM діапазоні (88 ... 108 МГц) на навантаження 75 Ом.
Рішення. З таблиці 2.2 для = 20 знайдемо: = 2,02, = 0,483. За формулами (2.8) визначимо: = 9,67, = 0,101. З урахуванням того, що = = 3,75 Ом, а = = 6.154 · 10 8 з (2.9) отримаємо: = 12,3 нГн, = 208 пФ, = 58,9 нГн, = 43,7 пФ.
2.4. Фільтри вищих гармонічних складових смугового підсилювача
Вихідні каскади смугових підсилювачів потужності працюють, як правило, в режимі з відсічкою колекторного струму, так як в цьому випадку можна отримати у навантаженні значно більшу потужність, ніж від каскаду, що працює в режимі без відсічення, при одночасному забезпеченні більш високого коефіцієнта корисної дії [2 , 3, 4, 9, 24]. Однак у цьому випадку сигнал на виході підсилювача виявляється не синусоїдальним і містить в своєму спектрі вищі гармонійні складові, що призводять до великих внеполосного випромінювання. Відповідно до вимог ГОСТ [28, 29], рівень будь-якого побічного (внеполосного) радіовипромінювання передавачів з вихідною потужністю більше 25 Вт повинен бути не менш ніж на 60 дБ нижче максимального значення вихідної потужності радіосигналу. Зазначена вимога досягається установкою на виходах підсилювачів потужності фільтруючих пристроїв, в якості яких найчастіше використовуються фільтри Чебишева (рис. 2.4) та фільтри Кауера (рис. 2.5) [2, 3, 4, 30].

Рис. 2.4

Рис. 2.5
У таблиці 2.3 представлені взяті з [31] нормовані щодо і значення елементів наведених фільтрів, відповідні максимального значення загасання в смузі пропускання рівному 0,1 дБ.
Таблиця 2.3 - Нормовані значення елементів фільтрів

Тип
, ДБ










N = 5
Ч
37
1,14
1,37

1,97
1,37

1,14



До
57
1,08
1,29
0,078
1,78
1,13
0,22
0,96



N = 6
Ч
49
1,16
1,40

2,05
1,52

1,90
0,86


До
72
1,07
1,28
0,101
1,82
1,28
0,19
1,74
0.87


N = 7
Ч
60
1,18
1,42

2,09
1,57

2,09
1,42

1,18
До
85
1,14
1,37
0,052
1,87
1,29
0,23
1,79
1,23
0,17
1,03
При цьому прийняті наступні позначення: N - порядок фільтра; - Гарантоване затухання вищих гармонічних складових на виході фільтра; Ч - фільтр Чебишева; К - фільтр Кауера.
Справжні значення елементів розраховуються за формулами:
(2.10)
Приклад 2.4. Розрахувати фільтр Кауера п'ятого порядку при = 50 Ом і = 100 МГц.
Рішення. З таблиці 2.3 знайдемо, що нормовані значення елементів фільтра Кауера п'ятого порядку рівні: = 1,08; = 1,29; = 0,078; = 1,78; = 1,13; = 0,22; = 0,96. Після денормірованія за формулами (2.10) отримаємо: = 34,4 пФ; = 103 нГн; = 2,5 пФ; = 56,7 пФ; = 90 нГн; = 7,0 пФ; = 30,6 пФ. Як випливає з таблиці 2.3, спроектований фільтр забезпечує гарантоване затухання вищих гармонічних складових на виході фільтра рівне 57 дБ.
3. ПРОЕКТУВАННЯ КІЛ ФОРМУВАННЯ амплітудно-частотних характеристик
Ланцюги формування амплітудно-частотних характеристик (АЧХ) служать для реалізації максимально можливого для заданого схемного рішення коефіцієнта посилення підсилювального каскаду при одночасному забезпеченні заданого допустимого ухилення його АЧХ від необхідної форми. До них відносяться міжкаскадні і вхідні коригувальні ланцюга (КЦ). Необхідність виконання зазначеної вимоги обумовлена ​​тим, що коефіцієнт посилення одного каскаду багатокаскадного підсилювача потужності метрового і дециметрового діапазону хвиль не перевищує 3-10 дБ [5, 19, 20]. У цьому випадку збільшення коефіцієнта підсилення кожного каскаду, наприклад, на 2 дБ, дозволяє підвищити коефіцієнт корисної дії всього підсилювача потужності в 1,2-1,5 рази [32].
Задача знаходження значень елементів КЦ, що забезпечують максимальний коефіцієнт підсилення каскаду, в кожному конкретному випадку може бути вирішена за допомогою програм оптимізації. Однак наявність хорошого початкового наближення значно скорочує етап подальшої оптимізації або робить його зайвим [3, 20, 33].
Розглянемо метод параметричного синтезу КЦ підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв метрового і дециметрового діапазону хвиль, що дозволяє за таблицями нормованих значень елементів КЦ здійснювати реалізацію підсилювальних каскадів з максимально можливим для заданого схемного рішення коефіцієнтом підсилення при одночасному забезпеченні заданого допустимого відхилення АЧХ від необхідної форми [32].
3.1. МЕТОД ПАРАМЕТРИЧНОГО СИНТЕЗУ ПОТУЖНИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З коригуючими ланцюгами
Згідно з [3, 34, 35], коефіцієнт передачі підсилювального каскаду з КЦ в символьному виді може бути описаний дрібно-раціональною функцією комплексного змінного:
, (3.1)
де ;
- Нормована частота;
- Поточна кругова частота;
* - Верхня кругова частота смуги пропускання широкосмугового підсилювача, або центральна кругова частота смугового підсилювача;
- Коефіцієнти, які є функціями параметрів КЦ і нормованих елементів апроксимації вхідного імпедансу транзистора підсилювального каскаду.
Виберемо як прототипу передавальної характеристики (3.1) дрібно-раціональну функцію вида:
. (3.2)
Знайдемо такі її коефіцієнти, які дозволять із системи нелінійних рівнянь [11]:
(3.3)
розрахувати нормовані значення елементів КЦ, щоб забезпечити максимальний коефіцієнт підсилення каскаду при заданому допустимому ухиленні його АЧХ від необхідної форми.
У теорії підсилювачів немає розробленої методики розрахунку коефіцієнтів . Тому для їх розрахунку скористаємося методом оптимального синтезу електричних фільтрів [36, 37].
Відповідно до зазначеного методом перейдемо до квадрату модуля функції (3.2):

де
- Вектор коефіцієнтів ;
- Вектор коефіцієнтів .
За відомим коефіцієнтами функції , Коефіцієнти функції (3.2) можуть бути визначені за допомогою наступного алгоритму [38]:
1. У функції здійснюється заміна змінної , І обчислюються нулі поліномів чисельника і знаменника.
2. Кожен з поліномів чисельника і знаменника представляється у вигляді добутку двох поліномів, один з яких повинен бути поліномом Гурвіца [36].
3. Ставлення поліномів Гурвіца чисельника і знаменника є шуканої функцією .
Для вирішення задачі знаходження векторів коефіцієнтів складемо систему лінійних нерівностей:
(3.4)
де - Дискретну безліч кінцевого числа точок в заданій нормованої області частот;
- Необхідна залежність квадрата модуля на множині ;
- Допустиме ухилення від ;
- Мала константа.
Перше нерівність в (3.4) визначає величину допустимого відхилення АЧХ каскаду від необхідної форми. Друге і третє нерівності визначають умови фізичної реалізованості розраховується МКЦ [35]. Враховуючи, що поліноми і позитивні, модульні нерівності можна замінити простими і записати завдання в наступному вигляді:
(3.5)
Рішення нерівностей (3.5) є стандартною задачею лінійного програмування [39]. На відміну від теорії фільтрів, де дане завдання вирішується за умови мінімізації функції мети: , Нерівності (3.5) слід вирішувати за умови її максимізації: , Що відповідає досягненню максимального значення коефіцієнта посилення розраховується каскаду [40].
Таким чином, метод параметричного синтезу полягає в наступному:
1) перебування дробово-раціональної функції комплексного змінного, яка описує коефіцієнт передачі підсилювального каскаду з КЦ;
2) синтез коефіцієнтів квадрата модуля прототипу передавальної характеристики підсилювального каскаду з КЦ за заданим значенням і ;
3) розрахунок коефіцієнтів функції-прототипу за відомими коефіцієнтами її квадрата модуля;
4) рішення системи нелінійних рівнянь (3.3) відносно нормованих значень елементів МКЦ.
Багаторазове рішення системи лінійних нерівностей (3.5) для різних і дозволяє здійснити синтез таблиць нормованих значень елементів МКЦ, за якими ведеться проектування підсилювачів.
Відомі схемні рішення побудови КЦ підсилювачів потужності відрізняються великою різноманітністю. Однак через складність настройки і високої чутливості характеристик підсилювачів до розкиду параметрів складних КЦ в підсилювачах потужності радіопередавальних пристроїв метрового і дециметрового діапазону хвиль практично не застосовуються КЦ більш четвертого-п'ятого порядку. [3, 5, 19, 20, 41].
Скористаємося описаної вище методом параметричного синтезу підсилювальних каскадів з КЦ для синтезу таблиць нормованих значень елементів найбільш ефективних схемних рішень побудови КЦ широкосмугових і смугових підсилювачів потужності.
3.2. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадів
На рис. 3.1-3.3 наведені схеми КЦ, найбільш часто застосовуються при побудові широкосмугових підсилювачів потужності метрового і дециметрового діапазону хвиль [5, 7, 12, 42-44].

Рис. 3.1. Чотирьохполюсних дисипативна КЦ другого порядку

Рис. 3.2. Чотирьохполюсних реактивна КЦ третього порядку

Рис. 3.3. Чотирьохполюсних дисипативна КЦ четвертого порядку
Здійснити синтез таблиць нормованих значень елементів наведених схемних рішень КЦ.
3.2.1. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадів з коригуючої ланцюгом другого порядку
Практичні дослідження різних схемних рішень підсилювальних каскадів з КЦ на польових транзисторах показують, що схема КЦ, представлена ​​на рис. 3.1 [43, 45, 46], є однією з найбільш ефективних, з точки зору досяжних характеристик, простоти налаштування і конструктивної реалізації.
Аппроксимируя вхідний і вихідний імпеданс транзисторів і - І - Ланцюгами [8, 12, 47] знайдемо вираз для розрахунку коефіцієнта передачі послідовного з'єднання транзистора і КЦ:
(3.6)
де ;
;
- Нормована частота;
- Поточна кругова частота;
* - Верхня кругова частота смуги пропускання розроблюваного підсилювача;

- Крутість транзистора ;
- Вихідний опір транзистора ;


- Нормовані щодо і значення елементів ;
- Вихідна ємність транзистора ;
- Вхідна індуктивність і вхідна ємність транзистора .
Як прототип передавальної характеристики каскаду виберемо функцію виду
, (3.7)
квадрат модуля якої дорівнює:
. (3.8)
Для вираження (3.8) складемо систему лінійних нерівностей (3.5):
(3.9)
Вирішуючи (3.9) для різних , За умови максимізації функції мети: , Знайдемо коефіцієнти квадрата модуля функції-прототипу (3.8), відповідні різним значенням допустимого ухилення АЧХ від необхідної форми. Обчислюючи поліноми Гурвіца знаменника функції (3.8), визначимо необхідні коефіцієнти функції-прототипу (3.7). Вирішуючи систему нелінійних рівнянь

щодо при різних значеннях , Знайдемо нормовані значення елементів КЦ, наведеної на рис. 3.1. Результати обчислень для випадку, коли дорівнює 0,25 дБ і 0,5 дБ, зведені в таблицю 3.1.
Таблиця 3.1 - Нормовані значення елементів КЦ


= ± 0,25 дБ
= ± 0,5 дБ






0,01
0,05
0,1
0,15
0,2
0,3
0.4
0,6
0,8
1
1,2
1,5
1,7
2
2,5
3
3,5
4,5
6
8
1,59
1,59
1,59
1,59
1,59
1,59
1,59
1,59
1,59
1,58
1,58
1,46
1,73
1,62
1,61
1,61
1,60
1,60
1,60
1,60
88,2
18,1
9,31
6,39
4,93
3,47
2,74
2,01
1,65
1,43
1,28
1,18
1,02
0,977
0,894
0,837
0,796
0,741
0,692
0,656
160,3
32,06
16,03
10,69
8,02
5,35
4,01
2,68
2,01
1,61
1,35
1,17
0,871
0,787
0,635
0,530
0,455
0,354
0,266
0,199
2,02
2,02
2,02
2,02
2,02
2,02
2,02
2,02
2,02
2,02
2,02
2,02
2,01
2,00
2,03
2,03
2,02
2,02
2,02
2,02
101
20,64
10,57
7,21
5,50
3,86
3,02
2,18
1,76
1,51
1,34
1,17
1,09
1,00
0,90
0,83
0,78
0,72
0,67
0,62
202,3
40,5
20,2
13,5
10,1
6,75
5,06
3,73
2,53
2,02
1,69
1,35
1,19
1,02
0,807
0,673
0,577
0,449
0,337
0,253

Розглянута КЦ може бути використана також і в якості вхідної КЦ [44]. У цьому випадку слід приймати: , Де - Активна і емкостная складові опору генератора.
При заданих і розрахунок КЦ зводиться до знаходження нормованого значення , Визначення за таблицею 3.1 відповідних значень та їх денормірованію.
Приклад 3.1. Розрахувати КЦ однокаскадного транзисторного підсилювача з використанням синтезованих даних таблиці 3.1, за умов: використовуваний транзистор 3П602А; = 50 Ом; верхня частота смуги пропускання підсилювача дорівнює 1,8 ГГц; допустима нерівномірність АЧХ дорівнює ± 0,5 дБ. Принципова схема каскаду наведена на рис. 3.4. Для термостабілізації струму спокою транзистора 3П602А, у схемі застосована активна колекторна термостабилизация на транзисторі КТ361А [48]. На виході каскаду включена вихідна коригувальна ланцюг, практично не вносить спотворень в АЧХ каскаду, що складається з елементів 2,7 нГн, 0,64 пФ і забезпечує мінімально можливе значення максимальної величини модуля коефіцієнта відображення відчутного опору навантаження внутрішнього генератора транзистора (див. розділ 2.1).

Рис. 3.4 Рис. 3.5


Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора 3П602А [49] і співвідношення для розрахунку значень елементів односпрямованої моделі польового транзистора [1], отримаємо: = 2,82 пФ, = 0,34 нГн. Нормоване щодо і значення одно: 1,77. Найближча величина у таблиці 3.1 становить 1,7. Для цього значення і
+ 0,5 дБ з таблиці знайдемо: = 2,01; = 1,09; = 1,19. Після денормірованія елементів КЦ отримаємо: = 3,2 пФ; =
4,3 нГн; = 3,96 нГн; = 60 Ом. Коефіцієнт посилення розглянутого підсилювача дорівнює [14]: = 4,4.
На рис. 3.5 (крива 1) наведена АЧХ розрахованого підсилювача, розрахований з використанням повної еквівалентної схеми заміщення транзистора [49]. Тут же представлена ​​експериментальна характеристика підсилювача (крива 2), і АЧХ підсилювача, оптимізованого за допомогою програми оптимізації, реалізованої в середовищі математичного пакета для інженерних і наукових розрахунків MATLAB [50] (крива 3). Криві 1 і 3 практично збігаються, що говорить про високу точність даного методу параметричного синтезу. Оптимальність отриманого рішення підтверджує і наявність чебишовської альтернанса АЧХ [35].
3.2.2. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадів з коригуючої ланцюгом третього порядку
Схема четирехполюсний реактивної КЦ третього порядку наведена на рис. 3.2 [5, 42, 45]. Як показано в [51] розглянута КЦ дозволяє реалізувати коефіцієнт посилення каскаду близький до теоретичної межі, який визначається коефіцієнтом посилення транзистора в режимі двостороннього узгодження на вищій частоті смуги пропускання [7].
Аппроксимируя вхідний і вихідний імпеданс транзисторів і - І - Ланцюгами [11, 19, 35], від схеми, наведеної на рис. 3.2, перейдемо до схеми, наведеної на рис. 3.6.

Рис. 3.6 Рис. 3.7
Вводячи ідеальний трансформатор після конденсатора і застосовуючи перетворення Нортона [2, 3], перейдемо до схеми представленої на рис. 3.7. Для отриманої схеми відповідно до [7, 11, 35] коефіцієнт передачі послідовного з'єднання КЦ і транзистора може бути описаний в символьному вигляді дробово-раціональної функцією комплексного змінного:
, (3.10)
де ;
- Нормована частота;
- Поточна кругова частота;
* - Верхня кругова частота смуги пропускання розроблюваного підсилювача;
; (3.11)
- Коефіцієнт підсилення транзистора за потужністю в режимі двостороннього узгодження на частоті [7];
- Частота, на якій коефіцієнт підсилення транзистора по потужності в режимі двостороннього узгодження дорівнює одиниці;

; (3.12)
* , , , , - Нормовані щодо і * значення елементів , , , , .
Переходячи від схеми рис. 3.7 до схеми рис. 3.6 за відомими значеннями знайдемо:
(3.13)
де ;
* - Нормоване щодо і значення .
Як функції-прототипу передавальної характеристики (3.15) виберемо дрібно-раціональну функцію вида:
. (3.14)
Квадрат модуля функції-прототипу (3.14) має вигляд:
, (3.15)
Для вираження (3.15) складемо систему лінійних нерівностей (3.5):
(3.16)
Вирішуючи (3.16) для різних за умови максимізації функції мети? , Знайдемо коефіцієнти квадрата модуля функції-прототипу (3.15), відповідні різним значенням допустимого ухилення АЧХ від необхідної форми. Обчислюючи поліноми Гурвіца знаменника функції (3.15), визначимо необхідні коефіцієнти функції-прототипу (3.14). Вирішуючи систему нелінійних рівнянь

щодо , , при різних значеннях , Знайдемо нормовані значення елементів КЦ, наведеної на рис. 3.2. Результати обчислень зведені в таблицю 3.2.
Аналіз отриманих результатів дозволяє встановити наступне. Для заданого значення існує певне значення при перевищенні, якого реалізація каскаду з необхідною формою АЧХ стає неможливою. Більшому значенню відповідає менше допустиме значення , При якому реалізується необхідна форма АЧХ. Це обумовлено зменшенням добротності розглянутої ланцюга зі збільшенням .
Досліджувана КЦ може бути використана і як вхідний коректує ланцюга підсилювача. У цьому випадку при розрахунках слід вважати , Де - Активна і емкостная складові опору генератора.
Приклад 3.2. Розрахувати КЦ однокаскадного підсилювача на транзисторі КТ939А за умов: 50 Ом; = 2 пФ; верхня частота смуги пропускання дорівнює 1 ГГц; допустима нерівномірність АЧХ ± 0,25 дБ. Вибір в якості прикладу проектування однокаскадного варіанту підсилювача обумовлений можливістю простий експериментальної перевірки точності результатів розрахунку, чого неможливо досягти при реалізації багатокаскадного підсилювача. Принципова схема підсилювача приведена на рис. 3.8.
Таблиця 3.2 - Нормовані значення елементів КЦ
Нерівномірність АЧХ




* = ± 0.1 дБ

* 1.805
* 1.415
0.868
0.128
0.126
0.122
0.112
0.09
0.05
0.0
1.362
1.393
1.423
1.472
1.55
1.668
1.805
2.098
1.877
1.705
1.503
1.284
1.079
0.929
0.303
0.332
0.358
0.392
0.436
0.482
0.518
* = ± 0.25 дБ

* 2.14
* 1.75
1.40
0.0913
0.09
0.087
0.08
0.065
0.04
0.0
1.725
1.753
1.784
1.83
1.902
2.00
2.14
2.826
2.551
2.303
2.039
1.757
1.506
1.278
0.287
0.313
0.341
0.375
0.419
0.465
0.512
* = ± 0.5 дБ

* 2.52
* 2.01
2.04
0.0647
0.0642
0.0621
0.057
0.047
0.03
0.0
2.144
2.164
2.196
2.24
2.303
2.388
2.52
3.668
3.381
3.025
2.667
2.32
2.002
1.69
0.259
0.278
0.306
0.341
0.381
0.426
0.478
= ± 1.0 дБ

* 3.13
* 2.26
3.06
0.0399
0.0393
0.0375
0.033
0.025
0.012
0.0
2.817
2.842
2.872
2.918
2.98
3.062
3.13
5.025
4.482
4.016
3.5
3.04
2.629
2.386
0.216
0.24
0.265
0.3
0.338
0.38
0.41

На виході каскаду включена вихідна коригувальна ланцюг, практично не вносить спотворень в АЧХ каскаду, що складається з елементів
6,4 нГн, 5,7 пФ і забезпечує мінімально можливе значення максимальної величини модуля коефіцієнта відображення відчутного опору навантаження внутрішнього генератора транзистора (див. розділ 2.1).

Рис. 3.8 Рис. 3.9
Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ939А [13] і співвідношення для розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], отримаємо: 0,75 нГн; 1,2 Ом; 15. Нормовані щодо і значення елементів рівні: 0,628; 0,0942; 0,024. Підставляючи в (3.12) і коефіцієнт функції-прототипу з таблиці 3.2 для = ± 0,25 дБ розрахуємо: = 0,012. Найближча таблична величина дорівнює нулю. Для зазначеного значення з таблиці 3.2 знайдемо: = 2,14; = 1,278; = 0,512. Підставляючи знайдені величини в (3.13), отримаємо: = 1,512; = 0,1943; = 0,9314. Денорміруя отримані значення елементів КЦ, визначимо: = 4,8 пФ; = 0,6 пФ; = 7,4 нГн. Тепер по (3.11) обчислимо: = 1,81. Резистор на рис. 3.8, включений паралельно , Необхідний для встановлення заданого коефіцієнта підсилення на частотах менше [11] і розраховується за формулою [52]:
.
На рис. 3.9 наведена АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з використанням повної еквівалентної схеми заміщення транзистора КТ939А [9] (крива 1). Тут же представлена ​​експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).
3.2.3. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадів з заданим нахилом Амплітудно-частотна характеристика
Проблема розробки СУМ із заданим підйомом (спадом) АЧХ пов'язана з необхідністю компенсації нерівномірності АЧХ джерел підсилюються сигналів, або з усуненням частотно-залежних втрат в кабельних системах зв'язку, або з вирівнюванням АЧХ малошумящих підсилювачів, вхідні каскади яких реалізуються без застосування ланцюгів високочастотної корекції.
Схема коректує ланцюга, що забезпечує реалізацію заданого підйому (спаду) АЧХ підсилювального каскаду, наведена на рис. 3.3 [7, 53, 54].
Аппроксимируя вхідний і вихідний імпеданс транзисторів і - І - Ланцюгами від схеми, наведеної на рис. 3.3, перейдемо до схеми наведеної на рис. 3.10.

Рис. 3.10 Рис. 3.11
Вводячи ідеальний трансформатор після конденсатора і застосовуючи перетворення Нортона, перейдемо до схеми, представленої на рис. 3.11.
Коефіцієнт передачі послідовного з'єднання КЦ і транзистора для отриманої схеми може бути описаний в символьному вигляді дробово-раціональної функцією комплексного змінного:
, (3.17)
де ;
- Нормована частота;
- Поточна кругова частота;
* - Верхня кругова частота смуги пропускання підсилювача;
;
;
;

;
;
- Нормовані щодо і значення елементів ;
Як прототип передавальної характеристики (3.17) виберемо функцію:
. (3.18)
Квадрат модуля функції-прототипу (3.18) має вигляд:
. (3.19)
Для вираження (3.19) складемо систему лінійних нерівностей (3.5):
(3.20)
Вирішуючи (3.20) для різних і , За умови максимізації функції мети: , Знайдемо коефіцієнти квадрата модуля функції-прототипу (3.24), відповідні різним нахилам АЧХ і різним значенням допустимого ухилення АЧХ від необхідної форми. Обчислюючи поліноми Гурвіца чисельника і знаменника функції (3.19), визначимо необхідні коефіцієнти функції-прототипу (3.18). Значення коефіцієнтів функції-прототипу, відповідні різним нахилам АЧХ і допустимим ухиленням АЧХ від необхідної форми, рівним 0,25 дБ і 0,5 дБ, наведені в таблицях 3.3 та 3.4.
Вирішуючи систему нелінійних рівнянь

щодо при різних значеннях , Знайдемо нормовані значення елементів КЦ, наведеної на рис. 3.11. Запропонована методика була реалізована у вигляді програми в середовищі математичного пакета для інженерних і наукових розрахунків Maple V [55]. Результати обчислень зведені в таблиці 3.3 та 3.4.
Аналіз отриманих результатів дозволяє встановити наступне. Чим менше необхідне значення , Тим менше допустимий підйом АЧХ при якому можлива його апроксимація квадратом модуля функції виду (3.19). Для заданого нахилу АЧХ і заданому значенні існує певне значення , При перевищенні якого реалізація каскаду з необхідною формою АЧХ стає неможливою.
Таблиця 3.3 - Нормовані значення елементів КЦ для = 0,25 дБ

Нахил







+4 ДБ
3.3
2
3.121
5.736
3.981
3.564
0.027
0.0267
0.0257
0.024
0.02
0.013
0.008
0,0
1.058
1.09
1.135
1.178
1.246
1.33
1.379
1.448
2.117
2.179
2.269
2.356
2.491
2.66
2.758
2.895
3.525
3.485
3.435
3.395
3.347
3.306
3.29
3.277
6.836
6.283
5.597
5.069
4.419
3.814
3.533
3.205
0.144
0.156
0.174
0.191
0.217
0.248
0.264
0.287
+2 ДБ
3.2
2
3.576
6.385
4.643
3.898
0.0361
0.0357
0.0345
0.0325
0.029
0.024
0.015
0.0
1.59
1.638
1.696
1.753
1.824
1.902
2.014
2.166
3.18
3.276
3.391
3.506
3.648
3.804
4.029
4.332
3.301
3.278
3.254
3.237
3.222
3.213
3.212
3.227
5.598
5.107
4.607
4.204
3.797
3.437
3.031
2.622
0.172
0.187
0.207
0.225
0.247
0.269
0.3
0.337
+0 ДБ
3.15
2
4.02
7.07
5.34
4.182
0.0493
0.049
0.047
0.045
0.04
0.03
0.017
0.0
2.425
2.482
2.595
2.661
2.781
2.958
3.141
3.346
4.851
4.964
5.19
5.322
5.563
5.916
6.282
6.692
3.137
3.13
3.122
3.121
3.125
3.143
3.175
3.221
4.597
4.287
3.753
3.504
3.134
2.726
2.412
2.144
0.205
0.219
0.247
0.263
0.29
0.327
0.36
0.393
-3 ДБ
3.2
2
4.685
8.341
6.653
4.749
0.0777
0.077
0.075
0.07
0.06
0.043
0.02
0.0
4.668
4.816
4.976
5.208
5.526
5.937
6.402
6.769
9.336
9.633
9.951
10.417
11.052
11.874
12.804
13.538
3.062
3.068
3.079
3.102
3.143
3.21
3.299
3.377
3.581
3.276
2.998
2.68
2.355
2.051
1.803
1.653
0.263
0.285
0.309
0.34
0.379
0.421
0.462
0.488
-6 ДБ
3.3
2
5.296
9.712
8.365
5.282
0.132
0.131
0.127
0.12
0.1
0.08
0.04
0.0
16.479
17.123
17.887
18.704
20.334
21.642
23.943
26.093
32.959
34.247
35.774
37.408
40.668
43.284
47.885
52.187
2.832
2.857
2.896
2.944
3.049
3.143
3.321
3.499
2.771
2.541
2.294
2.088
1.789
1.617
1.398
1.253
0.357
0.385
0.42
0.453
0.508
0.544
0.592
0.625

Таблиця 3.4 - Нормовані значення елементів КЦ для = 0,5 дБ

Нахил







+6 ДБ
5.4
2
2.725
5.941
3.731
4.3
0.012
0.0119
0.0115
0.011
0.0095
0.0077
0.005
0.0
0.42
0.436
0.461
0.48
0.516
0.546
0.581
0.632
0.839
0.871
0.923
0.959
1.031
1.092
1.163
1.265
6.449
6.278
6.033
5.879
5.618
5.432
5.249
5.033
12.509
11.607
10.365
9.624
8.422
7.602
6.814
5.911
0.09
0.097
0.109
0.117
0.134
0.147
0.164
0.187
+3 ДБ
4.9
2
3.404
7.013
4.805
5.077
0.0192
0.019
0.0185
0.017
0.015
0.012
0.007
0.0
0.701
0.729
0.759
0.807
0.849
0.896
0.959
1.029
1.403
1.458
1.518
1.613
1.697
1.793
1.917
2.058
5.576
5.455
5.336
5.173
5.052
4.937
4.816
4.711
8.98
8.25
7.551
6.652
6.021
5.433
4.817
4.268
0.123
0.134
0.146
0.165
0.182
0.2
0.224
0.249
0 дБ
4.9
2
4.082
8.311
6.071
6.0
0.0291
0.0288
0.028
0.0265
0.024
0.019
0.01
0.0
1.012
1.053
1.096
1.145
1.203
1.288
1.404
1.509
2.024
2.106
2.192
2.29
2.406
2.576
2.808
3.018
5.405
5.306
5.217
5.129
5.042
4.94
4.843
4.787
6.881
6.296
5.79
5.303
4.828
4.271
3.697
3.301
0.16
0.175
0.19
0.207
0.226
0.253
0.287
0.316
-3 ДБ
5.2
2
4.745
9.856
7.632
7.13
0.0433
0.043
0.0415
0.039
0.035
0.027
0.015
0.0
1.266
1.318
1.4
1.477
1.565
1.698
1.854
2.019
2.532
2.636
2.799
2.953
3.13
3.395
3.708
4.038
5.618
5.531
5.417
5.331
5.253
5.172
5.117
5.095
5.662
5.234
4.681
4.263
3.874
3.414
3.003
2.673
0.201
0.217
0.241
0.263
0.287
0.321
0.357
0.391
-6 ДБ
5.7
2
5.345
11.71
9.702
8.809
0.0603
0.06
0.058
0.054
0.048
0.04
0.02
0.0
1.285
1.342
1.449
1.564
1.686
1.814
2.068
2.283
2.569
2.684
2.899
3.129
3.371
3.627
4.136
4.567
6.291
6.188
6.031
5.906
5.812
5.744
5.683
5.686
5.036
4.701
4.188
3.759
3.399
3.093
2.634
2.35
0.247
0.264
0.295
0.325
0.355
0.385
0.436
0.474

Для переходу від схеми, наведеної на рис. 3.11, до схеми, представленої на рис. 3.10, слід скористатися формулами перерахунку:
(3.21)
де
Табличні значення елементів , В цьому випадку, вибираються для величини
(3.22)
де - Коефіцієнт, значення якого наведені в таблицях 3.3 та 3.4.
Таблиці 3.3 та 3.4 можуть бути застосовані і для проектування підсилювальних каскадів на польових транзисторах (рис. 3.12).

Рис. 3.12
У цьому випадку зручніше розглядати коефіцієнт передачі з входу транзистора на вхід транзистора , Який описується співвідношенням, аналогічним (3.17):
,
де ;
- Крутість транзистора ;
- Вхідна ємність транзистора ;
- Вихідний опір транзистора .
При використанні таблиць 3.3 і 3.4 і переході до реальних нормованим значенням елементів КЦ, слід користуватися формулами перерахунку:

де - Нормоване щодо і значення вихідної ємності транзистора ;
- Нормоване щодо і значення вхідної ємності транзистора .
Приклад 3.3. Розрахувати КЦ однокаскадного транзисторного підсилювача з використанням синтезованих таблиць 3.3 та 3.4 за умов: використовуваний транзистор - КТ939А; = 50 Ом; емкостная складова опору генератора = 2 пФ; верхня частота смуги пропускання = 1 ГГц; необхідний підйом АЧХ 4 дБ; допустиме ухилення АЧХ від необхідної форми = 0,25 дБ. Принципова схема каскаду наведена на рис. 3.13. На виході каскаду включена вихідна КЦ, що складається з елементів = 6,4 нГн, =
5,7 пФ (див. розділ 2.1).
Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ939А [13] і співвідношення для розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], отримаємо: = 0,75 нГн; = 1,2 Ом; = 15.

Рис. 3.13 Рис. 3.14.
Нормовані щодо і значення рівні: = 0,628; = 0,0942; = 0,024. Підставляючи в (3.22) значення і табличну величину , Розрахуємо: = 0,019. Найближча таблична величина дорівнює 0,02. Для зазначеного значення з таблиці 3.3 знайдемо: = 1,246; = 2,491; = 3,347; = 4,419; = 0,217. Підставляючи знайдені величини у формули перерахунку (3.26) отримаємо: = 1,246; = 2,491; = 2,719; = 2,406; = 0,235. Денорміруя отримані значення елементів КЦ, визначимо: = 62,3 Ом; = 19,83 нГн; = 8,66 пФ; 7,66 пФ; 1,87 нГн. Далі по (3.17) обчислимо: = 1,98. Резистор на рис. 3.13, включений паралельно , Необхідний для встановлення заданого коефіцієнта підсилення на частотах менше і розраховується за формулою [52]: .
На рис. 3.14 наведена АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з використанням повної еквівалентної схеми заміщення транзистора КТ939А [13] (крива 1). Тут же представлена ​​експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).
3.3. Параметричний синтез смугових підсилювальних каскадів
Смугові підсилювачі потужності знаходять широке застосування в системах пейджингового і стільникового зв'язку, телевізійному і радіомовленні. На рис. 3.15-3.17 наведені схеми КЦ, найбільш часто застосовуються при побудові смугових підсилювачів потужності метрового і дециметрового діапазону хвиль [3, 5, 6, 19, 20, 32].

Рис. 3.15. Чотирьохполюсних реактивна КЦ третього порядку

Рис. 3.16. Чотирьохполюсних реактивна КЦ четвертого порядку

Рис. 3.17. Чотирьохполюсних реактивна КЦ, виконана у вигляді фільтра нижніх частот
Здійснити синтез таблиць нормованих значень елементів наведених схемних рішень КЦ смугових підсилювачів потужності.
3.3.1. Параметричний синтез смугових підсилювальних каскадів з коригуючої ланцюгом третього порядку
Опис розглянутої схеми (рис. 3.15), її застосування в смугових підсилювачах потужності і методика настроювання дані в роботах [5, 44, 56]. У розділі 3.2.2 дано опис методики розрахунку аналізованої схеми при її використанні як КЦ широкосмугового підсилювача. У разі її використання як КЦ смугового підсилювача методика розрахунку залишається незмінною, за винятком зміни умов розрахунку функції-прототипу.
Значення коефіцієнтів функції-прототипу (3.14), які відповідають різним величинам відносної смуги пропускання, що визначається відношенням , Де - Верхня і нижня граничні частоти смугового підсилювача, для нерівномірності АЧХ ± 0,25 дБ, наведені в таблиці 3.5. Тут же дано результати розрахунку елементів для різних значень .
Аналіз отриманих результатів дозволяє встановити наступне. При заданому відношенні існує певне значення , При перевищенні якого реалізація каскаду з необхідною формою АЧХ стає неможливою. Це обумовлено зменшенням добротності розглянутої ланцюга зі збільшенням .
За умови > 1,3 в каскаді з аналізованої КЦ коефіцієнт посилення в області частот нижче виявляється порівнянним з його коефіцієнтом підсилення в смузі робочих частот. Тому в таблиці наведено результати розрахунків нормованих значень елементів КЦ обмежені ставленням рівним 1,3.
При відомих (Див. розділ 3.22) розрахунок КЦ складається з наступних етапів. Обчислюються значення елементів . По таблиці вибираються значення відповідні як потрібне відносини і розрахованим значенням . За формулами перерахунку (3.13) розраховуються значення і здійснюється їх денормірованіе.
Таблиця 3.5 - Нормовані значення елементів КЦ






* = 1,05

* = 2.1145
= 1.2527
= 1.9394

0.0057
0.0056
0.0054
0.0049
0.0043
0.0026
0.0
2.036
2.043
2.051
2.062
2.072
2.092
2.115
11.819
10.763
9.732
8.61
7.868
6.711
5.78
0.081
0.088
0.097
0.109
0.119
0.138
0.159

* = 1,1

* = 1.0630
* = 1.1546
* = 0.75594

0.0347
0.034
0.033
0.03
0.025
0.016
0.0
0.907
0.92
0.933
0.956
0.981
1.015
1.063
3.606
3.277
2.993
2.62
2.31
2.005
1.705
0.231
0.251
0.271
0.302
0.334
0.372
0.417

* = 1,2

= 1.2597
= 1.1919
= 0.7321

0.0705
0.0695
0.068
0.063
0.054
0.036
0.0
1.004
1.022
1.038
1.07
1.108
1.165
1.26
2.622
2.403
2.216
1.945
1.707
1.457
1.199
0.278
0.298
0.318
0.352
0.387
0.431
0.485

* = 1,3

= 1.2830
= 1.13763
= 0.60930

0.106
0.105
0.102
0.094
0.08
0.05
0.0
0.963
0.98
1.006
1.044
1.091
1.169
1.283
2.056
1.903
1.708
1.496
1.311
1.104
0.919
0.307
0.327
0.355
0.39
0.426
0.472
0.517

Розглянута КЦ (рис. 3.15) може бути використана і як вхідний коректує ланцюга підсилювача. У цьому випадку при розрахунках слід вважати , Де - Активна і емкостная складові опору генератора.
Приклад 3.4. Розрахувати КЦ однокаскадного підсилювача на транзисторі КТ939А за умов: 50 Ом, де - Опір навантаження; = 2 пФ; центральна частота смуги пропускання дорівнює 1 ГГц; відносна смуга пропускання дорівнює 1,1. Вибір в якості прикладу проектування однокаскадного варіанту підсилювача обумовлений можливістю простий експериментальної перевірки точності результатів розрахунку, чого неможливо досягти при реалізації багатокаскадного підсилювача. Схема підсилювача наведена на рис. 3.18. На виході підсилювача включена вихідна коригувальна ланцюг, що складається з елементів = 4 нГн, = 4,7 пФ (див. розділ 2.1).

Рис. 3.18 Рис. 3.19
Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ939А [13] і співвідношення для розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], отримаємо: 0,75 нГн; 1,2 Ом; 15. Нормовані щодо і значення елементів рівні: 0,628; 0,0942; 0,024. Підставляючи і коефіцієнт для випадку * = 1,1 з таблиці в (3.12), розрахуємо: = 0,004. Найближча таблична величина дорівнює 0,0. Для зазначеного значення з таблиці знайдемо: = 1,063; = 1,705; = 0,417. Підставляючи знайдені величини в (3.13) отримаємо: = 0,435; = 0,03; = 2,39. Денорміруя отримані значення елементів КЦ визначимо: = 1,38 пФ; = 0,1 пФ; = 19 нГн. Тепер по (3.11) обчислимо: = 1,96.
На рис. 3.19 наведена АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з використанням повної еквівалентної схеми заміщення транзистора КТ939А [13] (крива 1). Тут же представлена ​​експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).
3.3.2. Параметричний синтез смугових підсилювальних каскадів з коригуючої ланцюгом четвертого порядку
Опис розглянутої схеми (рис. 3.16), її застосування в смугових підсилювачах потужності і методика настроювання дані в роботах [5, 6, 21].
Аппроксимируя вхідний і вихідний імпеданс транзисторів і - І - Ланцюгами перейдемо до схеми, наведеної на рис. 3.20.

Рис. 3.20 Рис. 3.21


Вводячи ідеальний трансформатор після конденсатора і застосовуючи перетворення Нортона, перейдемо до схеми, представленої на рис. 3.21.
Коефіцієнт прямої передачі послідовного з'єднання перетвореної схеми КЦ і транзистора може бути описаний в символьному вигляді дробово-раціональної функцією комплексного змінного:
, (3.23)
де ;
- Нормована частота;
- Поточна кругова частота;
* - Центральна кругова частота смугового підсилювача;
;
- Коефіцієнт підсилення транзистора за потужністю в режимі двостороннього узгодження на частоті = 1;
(3.24)
(3.25)
- Нормовані щодо і значення елементів .
За відомим значенням , Переходячи від схеми рис. 3.21 до схеми рис. 3.20, знайдемо:
(3.26)
де ;
- Нормоване щодо і значення .
З (3.23) випливає, що коефіцієнт підсилення каскаду на частоті = 1 дорівнює:
(3.27)
Як прототип передавальної характеристики (3.23) виберемо функцію:
. (3.28)
Квадрат модуля функції-прототипу (3.28) має вигляд:
. (3.29)
Для знаходження коефіцієнтів складемо систему лінійних нерівностей (3.5):
(3.30)
Вирішуючи (3.30) для різних і , За умови максимізації функції мети: , Знайдемо коефіцієнти , Відповідні різним смугах пропускання смугового підсилювального каскаду. Обчислюючи поліноми Гурвіца знаменника функції (3.29), визначимо коефіцієнти функції-прототипу (3.28).
Значення коефіцієнтів функції-прототипу (3.28), які відповідають різним величинам відносної смуги пропускання визначається відношенням , Де - Верхня і нижня граничні частоти смугового підсилювача, для нерівномірності АЧХ ± 0,5 дБ, наведені у таблиці 3.6.

Таблиця 3.6 - Нормовані значення елементів КЦ







1.3
= 0.29994
= 2.0906
= 0.29406
= 1.0163
0.00074
0.0006
0.0005
0.0004
0.0003
0.0002
0.0001
0.0
0.2215
0.2509
0.2626
0.2721
0.2801
0.2872
0.2935
0.2999
5.061
4.419
4.216
4.068
3.951
3.855
3.773
3.702
100.2
76.29
69.26
64.22
60.27
57.04
54.31
51.96
0.00904
0.01200
0.01325
0.01429
0.01523
0.01609
0.01689
0.01764
1.4
= 0.42168
= 2.1772
= 0.40887
= 1.0356
0.0021
0.0015
0.001
0.0007
0.0005
0.0003
0.0002
0.0
0.3311
0.3728
0.3926
0.4024
0.4084
0.4139
0.4166
0.4217
3.674
3.231
3.066
2.994
2.951
2.914
2.896
2.864
39.44
29.34
25.96
24.49
23.66
22.91
22.57
21.93
0.02158
0.02931
0.03313
0.03500
0.03631
0.03746
0.03803
0.03911
1.6
= 0.55803
= 2.2812
= 0.52781
= 1.0474
0.0045
0.004
0.003
0.002
0.0015
0.001
0.0007
0.0
0.4476
0.4757
0.5049
0.5259
0.5349
0.5431
0.5478
0.5580
3.002
2.799
2.630
2.527
2.487
2.452
2.433
2.392
21.54
17.78
15.07
13.54
12.96
12.46
12.19
11.63
0.03620
0.04424
0.05235
0.05822
0.06075
0.06313
0.06448
0.06747
1.8
= 0.75946
= 2.4777
= 0.69615
= 1.0844
0.0091
0.009
0.008
0.007
0.005
0.002
0.001
0.0
0.6180
0.6251
0.6621
0.6810
0.7092
0.7411
0.7514
0.7595
2.526
2.495
2.335
2.267
2.180
2.096
2.075
2.055
12.93
12.43
9.831
8.914
7.858
6.886
6.646
6.431
0.0540
0.0560
0.0711
0.0791
0.0892
0.1013
0.1050
0.1080
2
= 0.98632
= 2.7276
= 0.87132
= 1.13
0.0144
0.014
0.012
0.01
0.007
0.005
0.001
0.0
0.831
0.850
0.888
0.911
0.938
0.953
0.980
0.986
2.189
2.133
2.039
1.991
1.942
1.917
1.878
1.869
8.543
7.586
6.182
5.578
5.010
4.736
4.319
4.233
0.073
0.082
0.101
0.112
0.124
0.131
0.142
0.145

Продовження таблиці 3.6







2.5
= 1.4344
= 3.2445
= 1.1839
= 1.2206
0.0236
0.022
0.02
0.015
0.01
0.005
0.001
0.0
1.262
1.299
1.320
1.358
1.387
1.412
1.430
1.434
1.842
1.793
1.770
1.736
1.714
1.699
1.689
1.686
5.423
4.367
3.932
3.379
3.058
2.829
2.685
2.652
0.097
0.121
0.133
0.153
0.168
0.181
0.188
0.190
3
= 2.0083
= 3.9376
= 1.5378
= 1.3387
0.032
0.03
0.025
0.02
0.015
0.01
0.005
0.0
1.827
1.864
1.900
1.927
1.950
1.971
1.990
2.008
1.628
1.609
1.595
1.589
1.584
1.582
1.580
1.579
4.027
3.213
2.717
2.458
2.280
2.143
2.032
1.939
0.112
0.139
0.163
0.178
0.190
0.200
0.209
0.218
4
= 2.9770
= 5.1519
= 2.1074
= 1.573
0.0414
0.04
0.035
0.03
0.02
0.01
0.005
0.0
2.787
2.812
2.848
2.872
2.912
2.946
2.962
2.977
1.455
1.456
1.460
1.464
1.474
1.483
1.488
1.492
3.137
2.661
2.229
2.010
1.772
1.611
1.548
1.493
0.124
0.144
0.170
0.185
0.207
0.223
0.231
0.237
5
= 4.131
= 6.6221
= 2.7706
= 1.8775
0.0479
0.045
0.04
0.03
0.02
0.01
0.005
0.0
3.936
3.972
4.000
4.040
4.073
4.103
4.128
4.131
1.353
1.366
1.377
1.395
1.411
1.426
1.439
1.440
2.716
2.162
1.898
1.635
1.478
1.366
1.287
1.279
0.130
0.160
0.180
0.204
0.221
0.235
0.245
0.247
6
= 4.79
= 7.4286
= 3.109
= 2.0246
0.050
0.048
0.045
0.04
0.03
0.02
0.01
0.0
4.604
4.625
4.644
4.667
4.704
4.735
4.763
4.790
1.315
1.325
1.334
1.346
1.366
1.382
1.399
1.415
2.413
2.105
1.914
1.730
1.518
1.401
1.284
1.206
0.139
0.157
0.171
0.186
0.208
0.223
0.237
0.248
 
У таблиці представлені також результати обчислень нормованих значень елементів , Отримані з рішення системи нерівностей (3.3) та відповідні різним значенням .
Аналіз отриманих результатів дозволяє встановити наступне. Для заданої відносної смуги пропускання існує певне значення , При перевищенні якого реалізація каскаду з необхідною формою АЧХ стає неможливою. Це обумовлено зменшенням добротності розглянутої ланцюга зі збільшенням .
Розглянута КЦ (рис. 3.16) може бути використана і як вхідний КЦ. У цьому випадку при розрахунках слід вважати , .
Приклад 3.5. Розрахувати КЦ однокаскадного транзисторного підсилювача, що є одним з восьми канальних підсилювачів вихідного підсилювача потужності 500 Вт передавача FM діапазону, за умов: 75 Ом; = 10 пФ; діапазон частот 88-108 МГц; як підсилювального елемента використовувати транзистор КТ970А.
Принципова схема каскаду наведена на рис. 3.22. Елементи
11 нГн, 240 пФ, 56 нГн, 47 пФ формують трансформатор імпедансів (див. розділ 2.3), що забезпечує оптимальне, в сенсі досягнення максимального значення вихідної потужності, опір навантаження транзистора та практично не впливає на форму АЧХ підсилювального каскаду.
У каскаді використаний стабілізатор напруги базового зсуву на транзисторах КТ817Г, що забезпечує стабілізацію кута відсічки колекторного струму транзистора КТ970А [23].
Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ970А [13] і співвідношення для розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], отримаємо: 0,053 Ом; 0,9 нГн; = 113, де опір бази транзистора; індуктивності висновків бази і емітера транзистора.

Рис. 3.22 Рис. 3.23
Для заданого діапазону частот маємо: = 6,15 × 10 8; = 1,23; Нормовані щодо і значення елементів рівні: 7,06 × 10 -4; 7,38 × 10 -3; 0,46. Використовуючи табличні значення , Для = 1,3, відповідно до (3.3) з (3.25) отримаємо: = 5,4 × 10 -4. Найближче табличне значення = 5 × 10 -4, для якого: 0,2626; 4,216; 69,26; 0,01325. За співвідношенням (3.26) визначимо: 0,2626; 3,756; 54,56; 0,0093. Здійснюючи денормірованіе елементів КЦ, маємо: 32 нГн; 81,4 пФ; 1183 пФ;
1,1 нГн. За співвідношенням (3.27) знайдемо коефіцієнт посилення каскаду: 7,33.
На рис. 3.23 наведена АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з використанням повної еквівалентної схеми заміщення транзистора [13] (крива 1). Тут же представлена ​​експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).
3.3.3. Параметричний синтез смугових підсилювальних каскадів з коригуючої ланцюгом, виконаної у вигляді фільтра нижніх частот
Опис схеми КЦ, наведеної на рис. 3.17, її застосування в смугових підсилювачах потужності, а також методика налаштування дано в [19, 20, 25, 57]. Відомі методи розрахунку зазначеної КЦ [20, 25, 57] не враховують частотну залежність коефіцієнта підсилення транзистора в межах робочого діапазону, що є причиною значних спотворень форми АЧХ розроблюваних підсилювачів.

Аппроксимируя вхідний і вихідний імпеданс транзисторів і - І - Ланцюгами перейдемо до схеми, наведеної на рис. 3.24.


Рис. 3.24
Коефіцієнт прямої передачі послідовного з'єднання КЦ і транзистора може бути описаний в символьному вигляді дробово-раціональної функцією комплексного змінного:
, (3.31)
де ;
- Нормована частота;
- Поточна кругова частота;
* - Центральна кругова частота смугового підсилювача;
;
- Коефіцієнт підсилення транзистора за потужністю в режимі двостороннього узгодження на частоті = 1;
(3.32)
;
;
- Нормовані щодо і значення елементів ;
- Активна і емкостная складові вихідного опору транзистора ;
- Активна і індуктивна складові вхідного опору транзистора .
З (3.31) випливає, що коефіцієнт підсилення на частоті = 1 дорівнює:
. (3.33)
Як прототип характеристики (3.31) виберемо функцію:
. (3.34)
Квадрат модуля функції-прототипу (3.34) має вигляд:
. (3.35)
Для вираження (3.35) складемо систему лінійних нерівностей (3.5):
(3.36)
Вирішуючи (3.36) для різних і за умови максимізації функції мети: , Знайдемо коефіцієнти , Відповідні різним смугах пропускання смугового підсилювального каскаду. Обчислюючи поліноми Гурвіца знаменника функції (3.35), визначимо коефіцієнти функції-прототипу (3.34).
Значення коефіцієнтів функції-прототипу для різних смуг пропускання і нерівномірності АЧХ ± 0,25 дБ наведені в таблиці 3.7. Тут же представлені результати обчислень нормованих значень елементів , Отримані з рішення системи нерівностей (3.3) та відповідні різним значенням .
Аналіз отриманих результатів дозволяє встановити наступне. Для заданої відносної смуги пропускання, що визначається відношенням , Де - Верхня і нижня граничні частоти смугового підсилювача, існує певне значення , При перевищенні якого реалізація каскаду з необхідною формою АЧХ стає неможливою. При допустимої нерівномірності АЧХ, рівної 0,25 дБ, її апроксимація функцією (2.34) можлива за умови . При допустимої нерівномірності АЧХ більше 0,25 дБ, область апроксимації збільшується незначно. Тому створення підсилювача з смугою пропускання більше однієї октави з використанням зображеної на рис. 3.17 КЦ неможливо.
Розглянута КЦ (рис. 3.17) може бути використана і як вхідний КЦ підсилювача. У цьому випадку при розрахунках слід вважати , .

Таблиця 3.7 - Нормовані значення елементів КЦ







1.2

= 0.28324
= 2.0380
= 0.26888
= 0.98884
0.0005847
0.000518
0.000506
0.000485
0.00045
0.0004
0.00032
0.0002
0.0
5.773
5.294
5.052
4.838
4.612
4.396
4.162
3.929
3.677
0.1773
0.1947
0.2024
0.2101
0.2192
0.2289
0.2406
0.2537
0.2698
164.6
153.8
141.4
130.8
119.8
109.2
97.80
86.43
74.36
0.0059
0.0062
0.0068
0.0074
0.0082
0.009
0.0101
0.0115
0.0134
1.3

= 0.40850
= 2.0543
= 0.36889
= 0.96466
0.001896
0.00176
0.00172
0.00164
0.00151
0.00132
0.00107
0.0006
0.0
3.759
3.565
3.452
3.322
3.186
3.050
2.922
2.757
2.615
0.2763
0.2906
0.2975
0.3063
0.3166
0.3282
0.3401
0.3574
0.3741
57.58
54.04
50.72
47.13
43.47
39.86
36.52
32.25
28.65
0.0161
0.0173
0.0186
0.0201
0.0220
0.0242
0.0266
0.0304
0.0344
1.4

= 0.56846
= 2.0762
= 0.48523
= 0.93726
0.00482
0.00459
0.00447
0.00425
0.00390
0.00335
0.00260
0.00160
0.0
2.619
2.528
2.452
2.374
2.291
2.201
2.114
2.029
1.931
0.3999
0.4113
0.4185
0.4272
0.4375
0.4500
0.4634
0.4778
0.4960
25.52
24.09
22.55
21.06
19.56
17.98
16.49
15.08
13.50
0.0352
0.0376
0.0407
0.0441
0.0480
0.0528
0.0581
0.0642
0.0724
1.6

= 0.75048
= 1.9966
= 0.57207
= 0.81594
0.010896
0.0105
0.0101
0.0096
0.0086
0.0073
0.0053
0.0034
0.0
1.853
1.811
1.746
1.703
1.644
1.590
1.530
1.486
1.426
0.5363
0.5443
0.5519
0.5584
0.5684
0.5788
0.5918
0.6022
0.6176
12.38
11.86
10.88
10.27
9.511
8.846
8.133
7.634
6.970
0.0669
0.0706
0.0786
0.0843
0.0926
0.1009
0.1114
0.1198
0.1329

Продовження таблиці 3.7







1.8

= 0.84428
= 1.8738
= 0.57990
= 0.69360
0.016114
0.0155
0.0151
0.0144
0.0133
0.0115
0.009
0.0047
0.0
1.521
1.483
1.450
1.417
1.380
1.338
1.294
1.240
1.196
0.6061
0.6133
0.6167
0.6214
0.6275
0.6358
0.6454
0.6590
0.6711
8.553
8.083
7.650
7.236
6.820
6.361
5.919
5.395
4.991
0.0892
0.0958
0.1028
0.1104
0.1189
0.1296
0.1415
0.158
0.1731
2

= 0.87096
= 1.7385
= 0.55020
= 0.58961
0.01878
0.0181
0.0177
0.017
0.0155
0.014
0.011
0.007
0.0
1.348
1.320
1.294
1.267
1.229
1.202
1.161
1.122
1.071
0.6276
0.6338
0.6362
0.6396
0.6456
0.6508
0.6596
0.6694
0.6833
7.306
6.975
6.604
6.265
5.830
5.538
5.126
4.745
4.291
0.097
0.1028
0.1103
0.1181
0.1294
0.1379
0.1517
0.1665
0.1876

Приклад 3.6. Розрахувати КЦ однокаскадного транзисторного підсилювача, що є одним з чотирьох канальних підсилювачів вихідного підсилювача потужності 250 Вт передавача п'ятого каналу телебачення, за умов: 75 Ом, діапазон підсилюються частот 92-100 МГц, використовуваний транзистор - КТ970А.
Схема каскаду наведена на рис. 3.25. Елементи 12,5 нГн,
213 пФ, 60 нГн, 44 пФ формують трансформатор імпедансів, що забезпечує оптимальне, в сенсі досягнення максимального значення вихідної потужності, опір навантаження транзистора та практично не впливає на форму АЧХ підсилювального каскаду.
Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ970А [13] і співвідношення для розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], отримаємо: 0,053 Ом; 0,9 нГн, = 110, де опір бази транзистора, індуктивності висновків бази і емітера транзистора.

Рис. 3.25 Рис. 3.26
Для заданого діапазону частот маємо: = = 6,0288 · 10 8, = 1,087. Нормоване щодо значення одно: 7,06 · 10 -4. Як випливає з таблиці 3.7, розрахованим значенням відповідає мінімально досяжна смуга пропускання, що визначається величиною = 1,3. Найближче табличне значення , За умови = 1,3, так само 6.10 -4. Для цього значення з таблиці знайдемо: = 2,757; = 0,3574; = 32,25; = 0,0304. Здійснюючи денормірованіе елементів КЦ, отримаємо: = 61 пФ; = 44,46 нГн; = 713,2 пФ; = 3,78 нГн; = 2,88 нГн. За співвідношенням (3.33) і даними таблиці знайдемо коефіцієнт посилення розраховується каскаду: = 5,683.
На рис. 3.26 наведена АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з використанням повної еквівалентної схеми заміщення транзистора [13] (крива 1). Тут же представлена ​​експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).
Список використаних джерел
1. Проектування радіопередавальних пристроїв із застосуванням ЕОМ / Под ред. О.В. Алексєєва. - М.: Радіо і зв'язок, 1987. - 392 с.
2. Широкосмугові радіопередавальні пристрої / Алексєєв О.В., Головков О.А., Польовий В.В., Соловйов О.О.; Під ред. О.В. Алексєєва. - М.: Зв'язок, 1978. - 304 с.
3. Проектування радіопередавачів / В.В. Шахгільдян, М.С. Шумилін, В.Б. Козирєв та ін; Під ред. В.В. Шахгільдян. - М.: Радіо і зв'язок, 2000. - 656 с.
4. Каганов В.І. Радіопередавальні пристрої. - М.: ІРПО: Видавничий центр «Академія», 2002. - 288 с.
5. Асессоров В.В., Кожевников В.А., Асєєв Ю.М., Гаганов В.В. Модулі ВЧ підсилювачів потужності для портативних засобів зв'язку / / Електрозв'язок. - 1997. - № 7. - С. 21 - 22.
6. Титов А.А. Двоканальний підсилювач потужності з діплексерним виходом / / Прилади й техніка експерименту. - 2001. - № 1. - С. 68 - 72.
7. Шварц Н.З. Лінійні транзисторні підсилювачі НВЧ. - М.: Сов. радіо, 1980. - 368 с.
8. Никифоров В.В., Терентьєв С.Ю. Синтез ланцюгів корекції широкосмугових підсилювачів потужності із застосуванням методів нелінійного програмування / / Сб. «Напівпровідникова електроніка у техніці зв'язку» / За ред. І.Ф. Миколаївського. - М.: Радіо і зв'язок, 1986. - Вип. 26. - С. 136-144.
9. Никифоров В.В., Куліш Т.Т., Шевнин І.В. До проектування широкосмугових підсилювачів потужності КВ-УКХ-діапазону на потужних МДП-транзисторах / / В зб.: Напівпровідникові прилади в техніці зв'язку / Під ред. І.Ф. Миколаївського. - М.: Радіо і зв'язок. -1993. - Вип. 23. - С. 105-108.
10. Титов О.А., Бабак Л.І., Черкашин М.В. Розрахунок межкаскадной узгоджуючої ланцюга транзисторного смугового підсилювача потужності / / Електронна техніка. Сер. НВЧ-техніка. - 2000. - Вип. 1. - С. 46-50.
11. Бабак Л.І., Шевцов А.М., Юсупов Р.Р. Пакет програм автоматизованого розрахунку транзисторних широкосмугових і імпульсних УВЧ - і НВЧ підсилювачів / / Електронна техніка. Сер. НВЧ - техніка. - 1993. - Вип. 3. - С. 60-63.
12. Шварц Н.З. Підсилювачі НВЧ на польових транзисторах. - М.: Радіо і зв'язок, 1987. - 200 с.
13. Пєтухов В.М. Польові та високочастотні біполярні транзистори середньої та великої потужності та їхні зарубіжні аналоги: Довідник. У 4 томах. - М.: кубки-а, 1997.
14. Мамонкин І.Г. Підсилювальні пристрої. Навчальний посібник для вузів. - М.: Зв'язок. 1977. - 360 с.
15. Титов А.А. Розрахунок схеми активної колекторної термостабілізації та її використання в підсилювачах з автоматичним регулюванням споживаного струму / / Електронна техніка. Сер. НВЧ - техніка. - 2001. - № 2. - С. 26-30.
16. Пристрої додавання і розподілу потужностей високочастотних коливань / В.В. Заенцев, В.М. Катушкіна, С.Є. Лондон, З.І. Модель; Під ред. З.І. Моделя. - М.: Сов. радіо, 1980. - 296 с.
17. Лондон С.Є., Томашевич С.В. Довідник з високочастотним трансформаторним пристроям. - М.: Радіо і зв'язок, 1984. - 216 с.
18. Титов А.А., Болтовська Л.Г. Високовольтний транзисторний підсилювач однополярних імпульсів / / Прилади й техніка експерименту. - 1979. - № 2. - С. 140-141.
19. Гребенников А.В., Никифоров В.В. Транзисторні підсилювачі потужності для систем рухомого радіозв'язку метрового і дециметрового діапазонів хвиль / / Радіотехніка. - 2000 - № 5. - С. 83-86.
20. Гребенников А.В., Никифоров В.В., Рижиков А.Б. Потужні транзисторні підсилювальні модулі для УКХ ЧМ і ТБ мовлення / / Електрозв'язок. - 1996. - № 3. - С. 28-31.
21. Титов А.А., Кологривов В.А. Параметричний синтез межкаскадной коректує ланцюга смугового підсилювача потужності / / Електронна техніка. Сер. НВЧ - техніка. - 2002. - Вип. 1. - С. 6-13.
22. Титов А.А. Підсилювач потужності для оптичного модулятора / / Прилади й техніка експерименту. - 2002. - № 5. - С. 88-90.
23. Титов А.А. Смуговий підсилювач потужності з підвищеною лінійністю амплітудної характеристики / / Прилади й техніка експерименту. - 2003. - № 4. - С. 65-68.
24. Радіопередавальні пристрої: Підручник для вузів / Л.А. Бєлов, М.В. Благовіщенський, В.М. Богачов та ін; Під ред. М.В. Благовіщенського, Г.У. Уткіна. - М.: Радіо і зв'язок, 1982. - 408 с.
25. Знаменський А.Є., Нестеров М.І. Розрахунок трансформаторів опорів з зосередженими елементами / / Техніка засобів зв'язку. Сер. Техніка радіозв'язку. - 1983. - Вип. 1 - С. 83-88.
26. Знаменський А.Є. Таблиці для розрахунку трансформаторів опорів у вигляді фільтрів нижніх частот. / / Техніка засобів зв'язку. Сер. Техніка радіозв'язку. - 1985. - Вип. 1. - С. 99-110.
27. Меліхов С.В. Аналогове та цифрове радіомовлення: Навчальний посібник. - Томськ: Томськ. держ. ун-т систем управління та радіоелектроніки, 2002. - 251 с.
28. ГОСТ 20532 - 83. Радіопередавачі телевізійні 1 - 5 діапазонів. Основні параметри, технічні вимоги та методи вимірювань. - М.: Видавництво стандартів, 1984. - 34 с.
29. ГОСТ Р 50890 - 96. Передавачі телевізійні малопотужні. Основні параметри. Технічні вимоги. Методи вимірювань. - М.: Видавництво стандартів, 1996. - 36 с.
30. Іванов В.К. Обладнання радіотелевізійних передавальних станцій. - М.: Радіо і зв'язок, 1989. - 336 с.
31. Зааль Р. Довідник з розрахунку фільтрів: Пер. з нім. - М.: Радіо і зв'язок. 1983. - 752 с.
32. Титов А.А., Григор'єв Д.А. Параметричний синтез міжкаскадних коригувальних ланцюгів високочастотних підсилювачів потужності / / Радіотехніка та електроніка. - 2003. - № 4. - З 442-448.
33. Howard A. Higher manufacturing yields using DOE / / Microwave J. - 1994. - Vol. 37. - No. 7. - P. 92 - 98.
34. Бабак Л.І., Пушкарьов В.П., Черкашин М.В. Розрахунок надширокосмугових НВЧ підсилювачів з дисипативними коригуючими ланцюгами / / Звістки вузів. Радіоелектроніка. - 1996. - Том 39. - № 11. - С. 20 - 28.
35. Ku WH, Petersen WC Optimum gain-bandwidth limitation of transistor amplifiers. / / IEEE Trans. - 1975. - Vol. CAS - 22. - No. 6. - P. 523 - 533.
36. Ланне А.А. Оптимальний синтез лінійних електронних схем. - М.: Зв'язок, 1978. - 336 с.
37. Трифонов І.І. Розрахунок електронних ланцюгів з заданими частотними характеристиками. - М.: Радіо і зв'язок, 1988. - 304 с.
38. Балабанян М. Синтез електричних ланцюгів. - М.: Госенергоіздат, 1961. - 543 с.
39. Муртаф Б. Сучасне лінійне програмування: Пер. з англ. - М.: Світ, 1984. - 224 с.
40. Смирнов Р.А. Оптимізація параметрів імпульсних і широ
Додати в блог або на сайт

Цей текст може містити помилки.

Комунікації, зв'язок, цифрові прилади і радіоелектроніка | Книга | 456.5кб. | скачати

Схожі роботи:
Розробка пропозицій по побудові багатоканальних радіопередавальних пристроїв
Аналіз варіантів побудови радіопередавальних пристроїв радиолокаціонного озброєння
Проектування аналогових пристроїв
Автоматизоване проектування електронних пристроїв
Проектування і синтез дискретних пристроїв
Розрахунок і проектування приводу стрічкового конвеєра Визначення потужності
Проектування пристроїв для базування і закріплення деталей
Проектування суднового радіоприймальних пристроїв Розрахунок смуги
Складання логічних схем з метою проектування комбінаційних пристроїв
© Усі права захищені
написати до нас
Рейтинг@Mail.ru