Проектування вторинного джерела живлення

[ виправити ] текст може містити помилки, будь ласка перевіряйте перш ніж використовувати.


Нажми чтобы узнать.
скачати

Зміст

Реферат

1. Технічне завдання

2. Обгрунтування вибору електричних схем пристрої

3. Розрахунок електричних схем

3.1 Розрахунок випрямляча

3.2 Розрахунок згладжує фільтра

3.3 Розрахунок стабілізатора напруги

Висновок

Список використаних джерел

Реферат

У цій роботі проводиться проектування і розрахунок вторинного джерела живлення, розраховуються такі його складові частини як випрямляч, трансформатор, що згладжує фільтр, стабілізатор вихідної напруги.

Ключові слова.

Трансформатор.

Стабілізатор.

Вентиль.

Фільтр.

1. Технічне завдання

У цій роботі необхідно спроектувати і розрахувати вторинний джерело живлення (випрямляч, трансформатор, що згладжує фільтр, стабілізатор вихідної напруги), що володіє наступними параметрами:

U вих = 20 В;

б) D U вих = ± 0.5 В;

в) I н = 0.1 А;

г) До сг = ---;

д) До ст = 60;

е) f = 50 Гц;

ж) U вих = ± 2 В.

Живлення від мережі змінного струму 220 В.

2. Обгрунтування вибору електричних схем пристрої

Випрямлячем називають пристрій для перетворення електричного змінного струму в постійний. Необхідність такого перетворення обумовлена ​​тим, що електростанції виробляють енергію змінного струму, а багато промислові та побутові електроустановки працюють на постійному струмі.

У загальному випадку випрямляч можна розглядати що складається з чотирьох основних вузлів - трансформатора, вентильного комплекту, що згладжує фільтру і стабілізатора вихідної напруги.

У джерелах живлення приймально-підсилювальної апаратури застосовуються випрямлячі однополуперіодні, двухполуперіодний з виведенням середньої точки і мостові. Найчастіше вони виконуються зі сглаживающим фільтром, що починається з конденсатора, тобто працюють на ємнісне навантаження. Такі випрямлячі використовуються для отримання випрямлених напруг від одиниць вольт до десятків кіловольт.

Однополуперіодної схему випрямляча застосовують при потужно c тях в навантаженні до 5 ... 10 Вт і тоді, коли не потрібно малий коефіцієнт пульсацій. До переваг цієї схеми можна віднести - мінімальне число елементів, невисоку вартість, а до недоліків - низьку частоту пульсацій (дорівнює частоті живильної мережі), погане використання трансформатора, підмагнічуванню його муздрамтеатру постійним струмом.

Двухполуперіодний схему з виведенням середньої точки застосовують найчастіше при потужностях до 100 Вт і випрямлених напругах до 400 ... 500 В. Випрямлячі, виконані за цією схемою, характеризуються підвищеною частотою пульсацій, можливістю використання вентилів з ​​загальним катодом, що спрощує їх установку на загальному радіаторі, проте для них характерна підвищена зворотна напруга на вентилях і більш складна конструкція трансформатора.

Мостова схема характеризується хорошим використанням потужності трансформатора, підвищеною частотою пульсацій, низьким зворотною напругою на вентилях, можливістю роботи без трансформатора, але для неї властиво підвищений падіння напруги в вентильному комплекті.

У підсумку, вибираємо мостову схему, так як у неї менший, у порівнянні з однополуперіодної схемою, коефіцієнт пульсацій, менше в 2 рази, в порівнянні з іншими схемами, зворотна напруга на вентилях, крім того, вторинна обмотка має менше витків і не вимагає робити висновок від середнього витка, що спрощує і здешевлює конструкцію.

Згладжують фільтри включають між випрямлячем і навантаженням для зменшення пульсацій (змінної складової) випрямленої напруги. Як правило вони складаються з ланок, утворених послідовно-паралельним з'єднанням індуктивних котушок L, конденсаторів С і резисторів R.

Основна вимога, що пред'являється до фільтру - при мінімальних власних розмірах і масі максимально зменшити змінну складову випрямленої напруги, не збільшуючи при цьому опір постійної складової. Ефективність згладжування пульсацій оцінюється коефіцієнтом згладжування g, який представляє собою відношення коефіцієнта пульсацій на вході фільтра до коефіцієнта пульсацій на виході

. (2.1)

При великих струмах навантаження найбільш целерe9 _eбразним є застосування Г-образного індуктивно-ємнісного фільтра, не дивлячись на велику вартість і габарити, так як місткістю фільтр не ефективний при великих струмах навантаження, збільшує зворотна напруга на вентилях і не забезпечує заданого коефіцієнта згладжування, індуктивний фільтр в малопотужних випрямлячах має значні габарити і масу, в RC фільтрі створюється відносно велике падіння напруги і мають місце значні втрати енергії в резисторі. Коефіцієнт корисної дії LC-фільтрів досить високий, а коефіцієнт згладжування дорівнює добутку коефіцієнтів згладжування L - і C-елементів:

. (2.2)

Підраховано, що для випрямлячів з коефіцієнтом згладжування g ³ 25 доцільно застосовувати багатоланковим (двухзвенний) фільтр [2], як показано на малюнку 2.1, так як при цьому твір сумарною індуктивності дроселів на сумарну ємність конденсаторів буде менше твори LC однозвенная фільтра, що має такий же коефіцієнт згладжування.

Малюнок 2.1 - двухзвенний LC фільтр.

Стабілізаторами напруги називають пристрої, автоматично підтримують напругу на навантаженні із заданим ступенем точності.

Основними параметрами, що характеризують якість стабілізації, є коефіцієнт стабілізації по вихідній напрузі

,

внутрішній опір стабілізатора

,

коефіцієнт згладжування пульсацій

.

У залежності від роду напруги їх підрозділяють на стабілізатори змінного і постійного напруг, крім того вони поділяються на стабілізатори параметричні та компенсаційні.

Напівпровідникові параметричні стабілізатори (ППС) найбільш прості. Вони характеризуються порівняно невисокими коефіцієнтами стабілізації, великим вихідним опором (одиниці і десятки Ом), низьким ККД. У таких стабілізаторах не можливо отримати точне значення вихідної напруги і регулювати його, що нам на підходить.

Компенсаційні стабілізатори напруги (КСН) відносяться до стабілізаторів безперервної дії і являють собою пристрій автоматичного регулювання, яке із заданою точністю підтримує напругу на навантаженні незалежно від зміни вхідної напруги і струму навантаження. Ці стабілізатори можуть стабілізувати напруга при великих струмах навантаження, ніж параметричні, і відрізняються великим коефіцієнтом стабілізації і меншим вихідним опором.

Самі компенсаційні стабілізатори напруги поділяються на стабілізатори послідовного типу (регулюючий елемент підключений послідовно навантаженні) і паралельного типу (регулюючий елемент підключений паралельно навантаженні, використовуються для стабілізації напруги до 5 ... 6 В). Послідовний тип характеризується більшим ККД, ніж паралельний, проте критичний до режиму короткого замикання, тому вибираємо послідовний тип.

Структурні схеми двох типів стабілізаторів наведені на малюнку 2.2.

Рисунок 2.2 - Структурні схеми двох типів компенсаційних стабілізаторів.

1 - джерело опорної напруги.

2 - порівнює підсилюючий елемент.

3 - регулюючий елемент.

4 - навантаження.

Стабілізатори можуть будується як на дискретних нелінійних елементах (напруга на яких мало залежить від струму, що протікає через них) так і на інтегральних мікросхемах, що дозволяє істотно поліпшити параметри стабілізатора, надійність і полегшує монтаж.

3. Розрахунок електричних схем

3.1 Розрахунок стабілізатора напруги

Вихідними даними для розрахунку стабілізатора є U ВИХІД, струм навантаження I Н, межі регулювання вихідної напруги U ВИХІД min і U ВИХІД max, допустимі відхилення вхідної напруги у бік підвищення і пониження а ВХ. max і а ВХ. min, коефіцієнт стабілізації До СТ, вихідний опір стабілізатора, відхилення вихідної напруги від номінальної.

У результаті розрахунку необхідно визначити параметри елементів схеми стабілізатора, а також величини вхідної напруги та вхідного струму необхідні для розрахунку випрямляча.

Виходячи з того, що при I Н <(0.02 ... 0.03) А в регулюючий елемент входить 1 транзистор, при (0.02 ... 0.03) <I Н <(0.5 ... 0.6) А - 2 транзистора, при ( 0.5 ... 0.6) <I Н <(4 ... 6) А - 3 транзистора [1]), а в нашому випадку I Н = 0.1 А, робимо висновок, що в регулюючий елемент буде входити 2 транзистора. Відповідна схема наведена у додатку.

Знайдемо напругу на вході стабілізатора

(3.1)

де U Кер min - мінімальна напруга на ділянці колектор-емітер регулюючого транзистора, (3 ... 5) В - для кремнієвих транзисторів [2];

U m пвх - амплітуда пульсацій вхідної напруги, яка визначається за формулою

(3.2)

Значить

(3.3)

Задамося допустимими відхиленнями вхідної напруги стабілізатора від номінального у бік збільшення а ВХ і зменшення b ВХ і приймемо їх рівними 0,05 В. Тоді номінальне і максимальна напруга на вході стабілізатора

(3.4)

(3.5)

Для транзистора Т 11 максимальний струм колектора I до max, напруга колектор-емітер U КЕ max і максимальна розсіює потужність, визначається як

(3.6)

(3.7)

(3.8)

Вибираємо транзистор КТ902А, для якого I до max = 5 А і U КЕ max = 110 В, h 21Е = 15, I КБ0 = 10мА, Р до max = 5 Вт (транзистор необхідно встановити на тепловідвід, Р до max = 30 Вт) .

Максимальний струм колектора I до max (U КЕ max 11 = U КЕ max 12 = U КЕ max 13) і максимальну рассеиваемую потужність для транзистора Т 12, визначимо як

(3.9)

(3.10)

Вибираємо транзистор КТ604А, для якого I до max = 0,2 А і U КЕ max = 250 В, h 21Е = 10, I КБ0 = 0,05 мА, Р до max = 0.8 Вт

Максимальний струм колектора I до max (U КЕ max 11 = U КЕ max 12 = U КЕ max 13) і максимальну рассеиваемую потужність для транзистора Т 13, визначимо як

(3.11)

(3.12)

Вибираємо транзистор КТ312Б, для якого I до max = 0,03 А і U КЕ max = 30 В, h 21Е = 25, Р до max = 0.225 Вт

Максимальний струм колектора I до max і напруга колектор-емітер U КЕ max і максимальна розсіює потужність для транзистора Т 2, визначається як [1]

(3.13)

, (3.14)

(3.15)

Вибираємо транзистор КТ312Б, для якого I до max = 0,03 А і U КЕ max = 30 В, h 21Е = 25, Р до max = 0.225 Вт

Виберемо типи стабілітронів, для чого визначимо U СТ і I СТ [1]

(3.16)

, (3.17)

(3.18)

(3.19)

Вибираємо стабілітрони типу Д815Ж, для якого I СТ max = 0,450 А і U СТ max = 18 В.

Визначимо опору резисторів за такими формулами (задамося струмом дільника I Д = (5 ... 10) мА і мінімальним струмом стабілізації I СТ MIN = (3 ... 5) мА) [1]

(3.20)

(3.21)

(3.22)

(3.23)

(3.24)

(3.25)

(3.26)

(3.27)

(3.28)

Округлимо отримані розрахункові значення номіналів резисторів до найближчих з ряду стандартних і отримаємо R 1 = 3 кОм, R 2 = 1 кОм, R 3 = 620 Ом,

R 4 = 680 Ом, R 5 = 2.7 кОм, R 6 = 2 кОм, R 7 = 390 кОм, R 8 = 1.5 кОм.

Ємність конденсатора С3 на виході стабілізатора визначимо за формулою

(3.29)

де R ВИХІД - вихідний опір стабілізатора (R ВИХІД »(0.1 ... 1) Ом);

h 21Е - коефіцієнт передачі найбільш навантаженого транзистора (h 21Е = 15);

f h 21 - гранична частота коефіцієнта передачі струму найбільш потужного регулюючого транзистора (для КТ902А - 35 МГц).

Округлимо отримане значення до найближчого стандартного і отримаємо С3 = 0,051 мкФ.

3.2 Розрахунок випрямляча

Вихідними даними для розрахунку випрямляча, що працює на ємнісне навантаження, є I 0 (струм навантаження), U 0 (номінальне випрямлена напруга) , К по (коефіцієнт пульсацій на виході мосту, не повинен перевищувати 0.15 [1]), вихідна потужність Р 0 = U 0 I 0, номінальна напруга мережі U 1, частота мережі f C.

Враховуючи падіння напруги D U (орієнтовно 0.5 В) на дроселях і на стабілізаторі (як було розраховано вище U ВХ стабілізатора повинна бути не менше 25.5 В), приймаємо U 0 = 26 В.

Потрібно визначити тип і параметри вентилів, режим роботи схеми, ємність конденсатора, що навантажує випрямляч.

Виберемо випрямні діоди (для орієнтовного визначення цих параметрів приймемо D = 2.1 і B = 1 [2]).

Зворотне напруга на діодах визначається за формулою [2, табл. 1.15]

В. (3.30)

Величину середнього струму I пр.ср знайдемо як [2, табл. 1.15]

А. (3.31)

Чинне значення випрямленого струму I пр через діод [2, табл. 1.15]:

А. (3.32)

Грунтуючись на отримані дані, за таблицею 1.16 [2] вибираємо тип діод, що задовольняє умовам:

U обр. Max > U обр;

I пр.ср. max > I ПРСР;

I пр <1.57 I пр.ср. max.

Вибираємо діоди типу Д229В, для яких I пр СР max = 0,4 A, U обр max = 100 В, U пр = 1 В.

Габаритна потужність трансформатора [2, табл. 1.15]

Вт, (3.33)

де Р 0 = U 0 I 0 = 26 · 0,1 = 2,6 Вт

Визначимо опір вентиля в прямому напрямку

(3.34)

Активний опір обмоток трансформатора r тр для випрямлячів потужністю 10 ... 100Вт приймають у межах [2]

, (3.35)

де К R - коефіцієнт, що залежить від схеми випрямляча (у нашому випадку К R = 3,5);

B m - Амплітуда магнітної індукції в муздрамтеатрі трансформатора, Тл (В = 1.5 ¸ 1.65);

s - число стержнів трансформатора (для сердечника броньового типу s = 1).

Підставивши числові значення отримаємо

r тр = 26,8 Ом.

Знайдемо індуктивність розсіювання обмоток трансформатора [2]

(3.36)

де К L - коефіцієнт, що залежить від схеми випрямляча (у нашому випадку К L = 0.005);

р - число чергуються секцій обмоток (якщо вторинна обмотка намотується після первинної і навпаки, то р = 2).

Кут, що характеризує співвідношення між індуктивним і активним опором-нями фаз випрямляча:

, (3.37)

де r - активний опір фази випрямляча (r = 2 r пр + r тр = 2 · 2,5 +26,8 = 31,8 Ом).

Основний розрахунковий коефіцієнт А знайдемо за формулою [2]

, (3.38)

де m - число фаз випрямляча (m = 2).

За графіками, що наведені в [2, рис. 1.12, 1.13], за отриманим значенням А знайдемо допоміжні коефіцієнти B, D, F і H.

Приймемо

B »0,96; D »2.24; F »6,4; H »310.

Величину напруги на вторинній обмотці трансформатора визначимо із співвідношення [2, табл. 1.15]

В. (3.39)

Чинне значення струму вторинної обмотки [2, табл. 1.15]

(3.40)

Повна потужність первинної та вторинної обмотки [2, табл. 1.15]

(3.41)

Чинне значення струму первинної обмотки [2, табл. 1.15]

(3.42)

де W 2 / W 1 - коефіцієнт трансформації, рівний

(3.43)

Повна потужність трансформатора [2, табл. 1.15]

(3.44)

Зворотне напруга на діодах визначається за формулою

В. (3.45)

Отримане значення має бути менше U обр max обраного нами діода. Величина середнього струму I пр.ср = 0,05 А. Визначимо амплітуду випрямленого струму

А. (3.46)

Чинне значення випрямленого струму I пр через діод [2, табл. 1.15]:

А. (3.47)

За уточненими значенням U обр, I пр.ср., I пр. перевіримо правильність вибору діодів

U обр. Max = 100 В> U обр = 35,2 В;

I пр.ср. max = 0,4 А > I ПРСР = 0,05 А;

I пр = 0.224 А <1.57 I пр.ср. max = 0,628 А.

Визначимо вихідну ємність випрямляча (вхідну ємність фільтра) за формулою [2]

мкФ. (3.48)

Отримане значення округлимо до найближчого стандартного за ГОСТ 2519-67.

Приймемо

З 0 = 100 мкФ.

Побудуємо навантажувальну характеристику випрямляча, тобто графік U 0 = f (I 0) шляхом перемноження ординат, взятих з ріс.1.13 в [2, стор.34], на U 2, а абсцис на m Ö 2 U 2 / r (m - число фаз випрямляча, 2).

Рісунок3.1-Зразковий вид навантажувальної характеристики випрямляча при j = 0 0

Напруга холостого ходу випрямляча одно (U 2 m визначимо за графіком: U 2 m = 1.4 * U 2 = 24.96 * 1.4 = 34.9 В)

(3.49)

Найбільша випрямлена напруга на виході випрямляча визначимо при максимальній напрузі мережі (задамося відхиленням напруги мережі - D U ВХ = ± 10 В)

(3.50)

Струм короткого замикання дорівнює

(3.51)

Внутрішній опір випрямляча

(3.52)

Втрати потужності в трансформаторі

(3.53)

де h - ККД трансформатора (при Р Г <20 Вт і більше h = 0.75 ... 0.95 [1, стор.116]).

Втрати потужності на вентилях

(3.54)

де N - кількість вентилів у випрямлячі (4).

ККД випрямляча визначається за формулою

(3.55)

3.3 Розрахунок згладжує фільтра

Коефіцієнт згладжування g представляє собою відношення коефіцієнта пульсацій на вході фільтра до коефіцієнта пульсацій на виході

(3.56)

де К пвих - коефіцієнт пульсації на виході фільтра, який задається в залежності від призначення схеми (так наприклад, для живлення перших каскадів УЗЧ з високою чутливістю До пвих = 0,00001 ... 0,00002; для попередніх каскадів УЗЧ і т.п . - До пвих = 0,0001 ... 0,001; для каскадів УРЧ приймачів - До пвих = 0,0005 ... 0,001; для електронних стабілізаторів напруги - До пвих = 0,005 ... 0,03), приймемо його рівним 0 , 5% (для стабілізаторів напруги [2, стор 36]);

До пвх - коефіцієнт пульсації на вході фільтра, рівний [2, табл.1.15]

(3.57)

Отже,

.

Спираючись на пояснення наведені в розділі 2, вибираємо складовою згладжує фільтр представляє собою конденсатор на виході діодного моста і Г-образний LC-фільтр.

Загальний коефіцієнт згладжування визначається як добуток коефіцієнтів згладжування кожного фільтра окремо і повинен бути дорівнює 21

. (3.58)

Коефіцієнт згладжування ємнісного фільтра на виході діодного моста визначається як

, (3.59)

де - Частота першої гармоніки пульсації (для двохполуперіодній схеми ); - Опір навантаження ( = U 0 / I 0 = 260 Ом).

Що цілком задовольняє умові

(3.60)

Коефіцієнт згладжування Г-образного фільтра визначається як

(3.61)

Для найбільш поширених двухполуперіодний схем (m = 2 і f З = 50 Гц) маємо

(3.62)

Знаючи ємність конденсатора, можемо визначити індуктивність. Найбільший коефіцієнт згладжування досягається при рівності вхідний і вихідний ємностей фільтра, однак, щоб зменшити масу дроселя і його габарити, приймемо С = 1000мкФ, маємо

мгн (3.63)

Отже, складовою фільтр побудований на конденсаторі і Г-образному LC-фільтрі, де С = 1000 мкФ і L = 5,5 мгн, забезпечує заданий коефіцієнт згладжування.

Висновок

У даному курсовому проекті були поглиблені і закріплені теоретичні знання, отримані при вивченні курсу, освоєні методи розрахунків електричних схем і пристроїв у цілому, придбані навички в раціональному виборі і обгрунтуванні елементів електричних схем і самих електричних схем як з точки зору задоволення вимогам технічного завдання, з точки зору їх технологічності, так і економічних параметрів, всі електричні схеми були побудовані на сучасній елементній базі, яка за тих же габаритних розмірах має більш кращими експлуатаційними параметрами, так як в технічному завданні не були обумовлені габаритні розміри конструкції, то для забезпечення заданого в технічному завданні коефіцієнта згладжування пульсації використовувалися фільтри побудовані за допомогою котушок індуктивності, які мають порівняно великі розміри і масу. Навчилися працювати з технічною літературою, довідниками, обгрунтовувати всі рішення на її основі, що є гарною основою для правильного виконання дипломного проекту та подальшої інженерної діяльності.

Список використаних джерел

C правочнік радіоаматора-конструктора. - 3-е изд., Перераб. і доп. - М.: Радіо і зв'язок, 1984. - 560 с.

Гершунский Г.В. Довідник з розрахунку електричних схем .- М.: Вищ. Шк., 1989.

Таблиця

Поз.

Позна-чення

Найменування

Кількість

Примітка


Конденсатори




С1

К50-6 - 100мкФ '50В ± 10% ОЖО.464.031 ТУ

1


С2

К50-6 - 1000мкФ '50В ± 10% ОЖО.464.031 ТУ

1


С3

К73-16 - 0,051 мкФ '16В ± 10% ОЖО.464.031 ТУ

1







Резистори ГОСТ 7113-77



R1

МЛТ-0.125 -3 кОм ± 10%

1


R2

МЛТ-0.125 -1 кОм ± 10%

1


R3

МЛТ-0.5 -620 Ом ± 10%

1


R4

МЛТ-0.125 -680 кОм ± 10%

1


R5

МЛТ-0.125 -2,7 кОм ± 10%

1


R6

МЛТ-0.125 -2 кОм ± 10%

1


R7

МЛТ- 0.125- 390 кОм ± 10%

1


R8

МЛТ- 0.5 -1.5 кОм ± 10%

1







Діоди



VD1 .. VD4

Д229В СМ3.362.041 ТУ

4







Стабілітрони



VD1, VD2

Д815Ж аАО.336.207 ТУ

1







Транзистори



VT1

KT902 А ЖК3.365.200 ТУ

1


VT2

КТ604А ЖК3.365.200 ТУ

1


VT 3, VT4

KT312 Б ЖК3.365.200 ТУ

2






Додати в блог або на сайт

Цей текст може містити помилки.

Комунікації, зв'язок, цифрові прилади і радіоелектроніка | Курсова
72.2кб. | скачати


Схожі роботи:
Розрахунок і проектування вторинного джерела живлення
Вибір елементної бази джерела живлення та проектування трансформатору
Джерела живлення Дослідження основних параметрів
Особливості вторинного ринку цінних паперів
Виготовлення вторинного валу коробки передач автомобіля ГАЗ-53
Поняття достовірності історичного джерела Повнота і точність інформації джерела
Живлення рослин
Живлення рослин
Живлення рослин 3
© Усі права захищені
написати до нас
Рейтинг@Mail.ru