додати матеріал


Проектування аналогових пристроїв

[ виправити ] текст може містити помилки, будь ласка перевіряйте перш ніж використовувати.

скачати

Міністерство освіти Російської Федерації
 
 
МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ УНІВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛІННЯ ТА РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ (ТУСУР)

Кафедра радіотехніки та захисту інформації (РЗИ)


ЗАТВЕРДЖУЮ

Завідувач кафедрою РЗИ
____________В.Н. Іллюшенко
___ _________ 2000
ПРОЕКТУВАННЯ АНАЛОГОВИХ ПРИСТРОЇВ


МЕТОДИЧНІ ВКАЗІВКИ

до курсового проектування з дисципліни «Схемотехніка аналогових електронних пристроїв» для студентів спеціальностей 200700 «Радіотехніка»
і 201600 «Радіоелектронні пристрої»

Розробник

________А.С.Красько
___ ________2000 Р.
2000
Зміст
1Введеніе ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... ... ... ... ... ... .3
2 Завдання курсового проектування ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... ... ... ... ... ... .. 3
3 Розрахунок структурної схеми підсилювача ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... ... ... ... ... ... .5
3.1 Визначення числа каскадів ... ... ... ... .... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .... ... 5
3.2 Розподіл спотворень по каскадах ... ... .... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 6
4 Розрахунок кінцевого каскаду ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .7
4.1Вибор транзистора ... ... ... ... ... ... .. ... ... ... ... ... ... .... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .7
4.2 Розрахунок необхідного режиму транзистора ... ... ... ... ... ... .... ... ... ... ... ... ... .... 8
4.3 Розрахунок еквівалентних параметрів транзистора ... ... ... ... ... .... ... ... .... ... 11
4.4 Розрахунок ланцюгів харчування й термостабілізації ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. ... .. 12
4.5 Розрахунок основних характеристик вихідного каскаду в області
верхніх частот (малих часів) ... ... ... ... ... ... ... .. ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 14
4.6 Особливості розрахунку вихідної фазоінверсного каскаду ... ... ... .. ... ... ... 16
4.7 Оцінка нелінійних спотворень ... ... ... .. ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 17
5 Розрахунок попередніх каскадів ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 18
5.1 Розрахунок проміжних каскадів ... ... ... ... .. ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .18
5.2Особенності розрахунку вхідного каскаду ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 22
6 Розрахунок підсилювача в області нижніх частот (великих часів) .... ... ... ... ... .24
7 Розрахунок регулювань посилення ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .... ... ... ... ... 25
8 Деякі загальні питання проектування ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 27
8.1 Вибір номіналів і типів елементів схеми ... ... ... .. ... ... ... ... ... ... ... ... .. 27
8.2 Розрахунок результуючих характеристик ... ... .. ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 28
8.3 Оформлення пояснювальної записки ... ... .... ... .. ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .28
9 Висновок ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 29
Список використаних джерел ... .... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 29
Додаток А Бланк завдання на проектування ШУ ... ... ... ... ... ... ... ... ... .30
Додаток Б Бланк завдання на проектування ІУ ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 31
Додаток В Варіанти завдань на курсове проектування ... ... ... ... ... .. 32
Додаток Г Форма титульного аркуша пояснювальної записки ... ... ... ... ... .33
Додаток Д Приклад оформлення змісту ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 34
Додаток Е Приклад оформлення переліку елементів ... ... ... ... ... ... ... ... ... 35
Додаток Ж Приклад оформлення введення ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 36
Додаток І Приклад оформлення інших аркушів ПЗ ... ... ... ... ... ... ... .. 37
Додаток К Приклад оформлення реферату ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 38
1 ВСТУП
Даний методичний посібник присвячено питань курсового проектування підсилювальних пристроїв (УУ) як одного з класів аналогових електронних пристроїв (АЕУ).
Проектування УУ - багатофакторний процес, багато в чому залежить від інтуїції, знань і досвіду розробника.
Ця обставина викликає певні труднощі у початківців розробників, до яких, власне, і відносяться студенти. Ці труднощі посилюються ще і тим, що навчальна література по курсовому проектуванню УУ в значній мірі застаріла, містить багато спірних моментів і взаємовиключних висновків.
У даній розробці робиться головний акцент на розгляд безпосередніх питань ескізного проектування УУ, вважаючи, що необхідні теоретичні відомості і практичні навики отримані студентами на лекційних, практичних та лабораторних заняттях.
Слід зазначити, що однією зі складових успішної роботи над курсовим проектом є ритмічність. Для самооцінки виконаної роботи слід орієнтуватися на приблизні обсяги основних етапів виконання проекту:
¨ знайомство з літературою, вибір структурної схеми УУ - 10%;
¨ розрахунок кінцевого каскаду - 20%;
¨ розрахунок попередніх каскадів - 20%;
¨ повний електричний розрахунок УУ - 20%;
¨ розрахунок результуючих характеристик - 10%;
¨ оформлення пояснювальної записки - 20%.
2 ЗАВДАННЯ КУРСОВОГО ПРОЕКТУВАННЯ
При проектуванні УУ вирішують ряд завдань, пов'язаних зі складанням схеми, найкращим чином задовольняє поставленим вимогам технічного завдання (ТЗ), з розрахунком цієї схеми на підставі обраних параметрів і режимів роботи її елементів.
У даному посібнику даються рекомендації по ескізному розрахунку широкосмугових підсилювачів (ШУ) з порядку десятків мегагерц та імпульсних підсилювачів (ВП) з часом встановлення фронту імпульсу порядку десятків наносекунд, що працюють в низькоомних узгоджених трактах передачі і виконаних на біполярних транзисторах.
Режим узгодження зазвичай передбачає рівність внутрішнього опору джерела сигналу, вхідного і вихідного опору УУ, опору навантаження хвильовому опору тракту передачі сигналу.
У ТЗ на розрахунок ШУ зазвичай задають коефіцієнт посилення по напрузі K, верхню і нижню граничні частоти і при заданих коефіцієнти частотних спотворень і , Рівень нелінійних спотворень, вимоги до стабільності характеристик у діапазоні температур і т.д.
Ескізний розрахунок ШУ полягає у виборі підсилювального елемента, визначенні числа каскадів, розподіл по каскадам частотних спотворень так, щоб їх сумарна величина не перевищувала задану.
Попередньо частотні спотворення розподіляють по каскадам рівномірно. У процесі розрахунку їх зазвичай доводиться перерозподіляти для послаблення вимог до якого-небудь каскаду, найчастіше до предоконечного.
Основна увага при проектуванні ІУ звертається на збереження форми підсилюється сигналу. Специфічними для ВП є спотворення форми імпульсу, що характеризуються часом установлення фронту , Викидом перехідної характеристики d і спадом плоскої вершини D. Використання відомої зв'язку [1, 2] між і D і граничними частотами і дозволяє проектувати ІУ частотним методом.
В даний час для цілей проектування УУ широко використовуються ЕОМ з різними пакетами програм схемотехнічного проектування. Однак перший етап машинного проектування являє собою ручний ескізний розрахунок, що дає наближене рішення поставленої задачі, уточнення якого проводиться далі на ЕОМ.
3 РОЗРАХУНОК Структурна схема підсилювача
 
         3.1 Визначення числа каскадів
Для багатокаскадного підсилювача (рис.3.1)


. (3.1)
де K - коефіцієнт посилення підсилювача, дБ;
K - Коефіцієнт посилення i-го каскаду, дБ, i = 1 ,..., n;
n - число каскадів підсилювача.
З урахуванням коефіцієнта передачі вхідного ланцюга коефіцієнт посилення визначиться як:
,
де Е - Е.р.с. джерела сигналу;
R - Внутрішній опір джерела сигналу;
R - Вхідний опір УУ.
Для ШУ діапазону ВЧ та ВП з ​​часом порядку десятків наносекунд орієнтовно число каскадів можна визначити, вважаючи в (3.1) всі каскади однаковими з К = 20 дБ, тобто
.
         Для імпульсних підсилювачів слід враховувати полярність вхідного, вихідного сигналів і спосіб включення підсилювального елемента. При часто використовуваному включення транзистора із загальним емітером (ОЕ) число каскадів повинно бути парним при однаковій полярності вхідного і вихідного сигналів, непарних - при різною.
3.2 Розподіл спотворень по каскадах
Для багатокаскадного ШУ результуючий коефіцієнт частотних спотворень в області верхніх частот (ВЧ) визначається наступним чином:
,   (3.2)
де М -Результуючий коефіцієнт частотних спотворень в області ВЧ, дБ;
М - Коефіцієнт частотних спотворень i-го каскаду, дБ.
Підсумовування у виразі (3.2) проводиться (n +1) разів через необхідність врахування впливу вхідного ланцюга, утвореної R , R і С (См.ріс.3.1).
Попередньо розподілити спотворення можна рівномірно, при цьому
У подальшому, виходячи з результатів проміжних розрахунків, можливо перерозподіл спотворень між каскадами.
         Частотні спотворення УУ в області нижніх частот (НЧ) визначаються наступним співвідношенням:
, (3.3)
де М - Результуючий коефіцієнт частотних спотворень в області НЧ, дБ;
М - Спотворення, що припадають на i-й елемент, дБ;
N - кількість елементів, що вносять спотворення на НЧ.
Кількість елементів, що вносять спотворення на НЧ (зазвичай це блокувальні в ланцюгах емітерів і розділові міжкаскадні конденсатори), стає відомим після остаточного вибору топології електричної схеми УУ, тому розподіл спотворень в області НЧ проводять на етапі розрахунку номіналів цих елементів. З (3.3) випливає, що при рівномірному розподілі низькочастотних спотворень, їх частка (в децибелах) на кожен з N елементів визначиться зі співвідношення:

На практиці, з метою вирівнювання номіналів конденсаторів, на розділові конденсатори розподіляють більше спотворень, ніж на блокувальні.
Для багатокаскадних ІУ результуюче час встановлення фронту одно:
, (3.4)
де - Час встановлення для вхідного ланцюга;
- Час встановлення для i-го каскаду, i = 1 ,..., n;
n - число каскадів підсилювача.
Якщо результуюче встановлення фронту імпульсу для ВП безпосередньо не задано, то воно може бути визначена з наступного співвідношення:
,
де - Задані спотворення фронту вхідного сигналу;
- Задані спотворення фронту вихідного сигналу.
Результуюча нерівномірність вершини прямокутного імпульсу дорівнює сумі нерівномірностей, що утворюються за рахунок розділювальних і блокувальних ланцюгів:
,
де - Нерівномірність вершини за рахунок i-го ланцюга;
N - кількість ланцюгів.
Спотворення фронту імпульсу пов'язані з частотними спотвореннями в області ВЧ, а спотворення вершини імпульсу - з частотними спотвореннями в області НЧ [1,2]. Тому всі зазначені вище рекомендації з розподілу частотних спотворень для ШУ залишаються в силі і для ВП.
У зв'язку з можливим розкидом номіналів елементів і параметрів транзисторів необхідно забезпечити запас за основними характеристиками УУ в 1,2-1,5 рази.
4 РОЗРАХУНОК Крайовий каскад
4.1 Вибір транзистора
 
Вибір транзистора для кінцевого каскаду здійснюється з урахуванням наступних граничних параметрів:
¨ граничної частоти підсилення транзистора по струму в схемі з ОЕ
для ШУ,
для ВП;
¨ гранично допустимої напруги колектор-емітер
для ШУ,
для ВП;
¨ гранично допустимого струму колектора (при узгодженому виході)
для ШУ,
для ВП.
Якщо ІУ призначений для посилення імпульсного сигналу різної полярності (типу "меандру") або сигналів з малою скважностью (менше 10), то при виборі транзистора кінцевого каскаду слід орієнтуватися на співвідношення для ШУ.
Тип провідності транзистора може бути будь-який для ШУ та ВП сигналів малої шпаруватості. Якщо ІУ призначений для посилення однополярного сигналу, то з енергетичних міркувань рекомендується брати транзистор провідності pnp для вихідного сигналу позитивної полярності, npn - для негативної.
Зазвичай при U = (1 ... 5) В і R = (50 ... 150) Ом для вихідного каскаду беруться кремнієві ВЧ і НВЧ транзистори середньої потужності типу КТ610 і т.п.
4.2 Розрахунок необхідного режиму транзистора

Існують графічні методи розрахунку кінцевого каскаду, засновані на побудові динамічних характеристик (ДХ) [1,2]. Однак для побудови ДХ необхідні статичні характеристики транзисторів, які в сучасних довідниках з транзисторам практично не наводяться.
Розглянемо методику знаходження координат робочої точки транзистора без використання його статичних характеристик.
Типова схема кінцевого каскаду наведена на рис.4.1.
Задаємося опором у ланцюзі колектора:
R = (1 ... 2) R , Якщо потрібне узгодження виходу УУ з навантаженням,
R = (2 ... 3) R - В інших випадках (рекомендація тільки для низкоомной навантаження, R = (50 ... 150) Ом).
Задаємося падінням напруги на R (Або на R + R , Якщо R присутня у схемі):
.
Визначаємо еквівалентне опір навантаження:
. (4.1)



Визначаємо необхідну значення струму спокою колектора в робочій точці (плюс 10%-й запас з урахуванням можливої ​​його термонестійких) для ШУ та ВП сигналів різної полярності (рис.4.2, а):
.


Для ІУ однополярних сигналів з великою скважностью (Q 10), рис.4.2, б:
.
Для ІУ однополярних сигналів з малою скважностью (Q <10), (ріс.4.2.в):
.
Напруга колектор-емітер в робочій точці для ШУ, ІУ сигналів різної полярності та ВП однополярних сигналів з великою скважностью (див. рис.4.2, а, б):
,
де U - Напруга початкового нелінійного ділянки вихідних статичних характеристик транзистора, U = (1 ... 2) В.
Напруга колектор-емітер в робочій точці для ВП однополярних сигналів з малою скважностью (див. рис. 4.2, в):
.
Рекомендується врахувати для U необхідний запас на термонестійких (звичайно не більше 10 ... 15%).
Постійна потужність, що розсіюється на колекторі, не повинна перевищувати граничного значення, взятого з довідкових даних на транзистор.
Необхідне значення напруги джерела живлення Е для розглянутих вище випадків одно:
, (4.2)
де U - Падіння напруги на R , U = I R .
Напруга джерела живлення не повинно перевищувати U даного транзистора і повинно відповідати рекомендованим ряду:
Е = (5; 6; 6,3; 9; 10; 12; 12,6; 15; 20; 24; 27; 30; 36) B.
Якщо в результаті розрахунку Е не буде відповідати значенню з рекомендованого ряду, то шляхом варіації у формулі (4.2) слід підігнати значення Е під найближче з рекомендованого ряду. Значення Е можна істотно знизити, якщо паралельно R включити дросель з такою індуктивністю, щоб X > (10 ... 20) R (На , Для ІУ , - Тривалість імпульсу). У цьому разі U = 0. Такий захід також дозволяє підвищити ККД каскаду. Слід зазначити, що застосування дроселя не завжди технологічно виправдане, особливо при виконанні УУ у вигляді ІМС.
4.3 Розрахунок еквівалентних параметрів транзистора
 
         При використанні транзисторів до (0,2 ... 0,3) можливе використання спрощених еквівалентних моделей транзисторів, параметри елементів еквівалентних схем яких легко визначаються на основі довідкових даних, наведених, наприклад, в [3].

Еквівалентна схема біполярного транзистора наведена на рис.4.3.
Параметри елементів визначаються на основі довідкових даних наступним чином:
¨ ,
де - Постійна часу ланцюга внутрішнього зворотного зв'язку в транзисторі на ВЧ;
¨ ,
при в міліамперах виходить в омах;
¨ ,
де - Гранична частота підсилення по струму транзистора з ОЕ, ;
¨ ,
де - Низькочастотне значення коефіцієнта передачі по струму транзистора з ОЕ.
¨ Dr = (0,5 ... 1,5) Ом;
Таким чином, параметри еквівалентної схеми біполярного транзистора повністю визначаються довідковими даними і режимом роботи.
Слід враховувати відому залежність від напруги колектор-емітер :
.
За параметрами еквівалентної схеми БТ визначимо його низькочастотні значення вхідної провідності g і крутизни :
,
.
4.4 Розрахунок ланцюгів харчування й термостабілізації

Найбільш широке поширення отримала схема емітерний термостабілізації (див. рис.4.1). Проведемо розрахунок цієї схеми.
Визначимо потенціал у точці а:
,
де - Напруга база-емітер в робочій точці, = (0,6 ... 0,9) В (для кремнієвих транзисторів).
Задамося струмом дільника, утвореного резисторами R і R :
,
де - Струм бази в робочій точці, .
Визначимо номінали резисторів R , R і R :
,
,
.
Оцінимо результуючий догляд струму спокою транзистора в заданому діапазоні температури навколишнього середовища. Визначимо приріст струму колектора, викликаного тепловим зміщенням прохідних характеристик:
,
де - Збільшення напруги , Рівне:
| E | ,
де e - Температурний коефіцієнт напруги (ТКН),
e -3мВ/град, Т - різниця між температурою колекторного переходу Т і довідковим значенням цієї температури Т (Зазвичай 25 C):
,
,
де Р і R відповідно, потужність, що розсіюється на колекторному переході в статичному режимі, і тепловий опір "перехід-середовище":
,
.
Орієнтовне значення теплового опору залежить від конструкції корпусу транзистора і звичайно для транзисторів малої і середньої потужності лежить у таких межах:
.
Менше тепловий опір мають керамічні та металеві корпуси, більше - пластмасові.
Визначаємо збільшення струму колектора , Викликаного зміною зворотного (некерованого) струму колектора :
,
де приріст зворотного струму одно:
,
де a - коефіцієнт показника, для кремнієвих транзисторів a = 0,13.
Слід зауважити, що значення , Що приводиться в довідковій літературі, особливо для транзисторів середньої та великої потужності, являє собою суму теплової складової та поверхневого струму витоку, останній може бути на два порядки більше теплової складової, і він практично не залежить від температури. Отже, при визначенні слід користуватися приводяться в довідниках температурними залежностями або зменшувати довідкове значення приблизно на два порядки для кремнієвих транзисторів (зазвичай для кремнієвих транзисторів складає близько , N = (1 ... 9)).
Приріст колекторного струму, викликаного зміною , Визначається співвідношенням:
,
де , отн. од. / град.
Загальний догляд колекторного струму транзистора з урахуванням дії схеми термостабілізації визначається наступним виразом:
,
де облік впливу параметрів схеми термостабілізації здійснюється через коефіцієнти термостабілізації, які, наприклад, для емітерний схеми термостабілізації рівні:
,
.
Тут - Паралельне з'єднання резисторів і .
Для каскадів підвищеної потужності слід враховувати вимоги економічності при виборі і .
Критерієм оптимальності розрахованої схеми термостабілізації може служити відповідність обраного запасу і .
Більш детально методи розрахунку схем живлення і термостабілізації наведені в [4].
4.5 Розрахунок основних характеристик вихідного каскаду в області верхніх частот (малих часів)
Визначимо коефіцієнт підсилення каскаду в області середніх частот:
, (4.3)
де - Низькочастотне значення крутизни транзистора в робочій точці

Для ІУ однополярного сигналу слід визначати для усередненого струму колектора , Розрахованого за співвідношенням
Оцінимо необхідне значення постійної часу каскаду в області ВЧ (МВ):
¨ для ШУ із заданою верхньої граничної частотою

де - Частка частотних спотворень (у відносних одиницях), розподілених на каскад;
¨ для ВП
,
де - Час встановлення фронту, розподілене на каскад.
Розрахуємо очікуване значення постійної в області ВЧ (МВ)
, (4.4)
де - Ємність, навантажуються вихідний каскад (якщо для вихідного каскаду не задана, то взяти
Якщо , То очікувані спотворення будуть не більше заданих. В іншому випадку, тобто коли , Можливе зменшення шляхом зниження (Зменшення номіналу ), Вираз (4.1), після чого слід уточнити координати робочої точки і т.д., тобто проробити цикл обчислень, аналогічний розглянутому.
Якщо з яких-небудь причин зменшення небажано (наприклад, при вимозі узгодження виходу підсилювача з навантаженням), то слід (якщо є запас за коефіцієнтом посилення) ввести в каскад ООС ( , Див. рис.4.1), орієнтовно вважаючи, що зменшиться в глибину зворотного зв'язку разів. Якщо введення ООС небажано (малий очікуваний ), То потрібно застосування транзистора з більшою .
Глибину ООС при послідовній зв'язку по струму можна визначити з виразу:
(4.5)
Крутизна посилення транзистора з урахуванням ООС дорівнює:

Підставляючи замість у вирази (4.3) і (4.4), отримуємо значення коефіцієнта посилення і постійної часу каскаду в області ВЧ (МВ) з урахуванням ООС:

Якщо отримані значення і задовольняють спочатку заданим, тобто і , То визначають вхідні параметри каскаду:
¨ вхідний опір каскаду

де - Вхідний опір транзистора з ОЕ,
, (4.6)
- Опір базового дільника (паралельне з'єднання і );
¨ вхідну динамічну ємність каскаду

При наявності в каскаді ООС слід в останньому виразі брати замість .
4.6 Особливості розрахунку вихідної фазоінверсного каскаду
Схема одного з найбільш часто використовуваних фазоінверсних каскадів наведена на рис.4.4.
Вибір транзистора, розрахунок координат робочої точки і ланцюгів харчування проводиться для кожної половини каскаду аналогічно каскаду з ОЕ. При розрахунку ланцюгів харчування слід врахувати, що через буде протікати подвоєний струм спокою транзисторів VT1 і VT2 і, отже, номінал резистора у схемі фазоінверсного каскаду зменшується удвічі в порівнянні з розрахунком каскаду з ОЕ.
При розгляді, наприклад, лівої половини фазоінверсного каскаду видно, що в ланцюг емітера транзистора VT1 включено і паралельно йому вхідний опір транзистора VT2, включеного з ПРО, .
Зазвичай , Тому можна підставити замість у виразі (4.5) :

Отже, можна вважати, що в фазоінверсном каскаді присутній послідовна ООС по току з глибиною, що дорівнює двом. Тому всі подальші розрахунки слід проводити аналогічно розділу 4.4 у


припущенні, що глибина ООС дорівнює двом. Якщо необхідно ввести ООС більшої глибини, то слід включити резистор (Див. рис.3.3) і розрахунок вести аналогічно розділу 4.5, не забуваючи про існування ООС з глибиною, що дорівнює двом.
4.7 Оцінка нелінійних спотворень
Зазвичай для оцінки нелінійних спотворень (НІ) використовуються графічні методи [1,2]. Однак для випадку малих нелінійностей ( ) Існують і аналітичні методи розрахунку рівня НИ (зазвичай коефіцієнта гармонік ) [5].
Сумарний коефіцієнт гармонік рівний
,
де і відповідно коефіцієнти гармонік по другій і третій гармонійним складовими (складовими більш високого порядку в більшості випадків можна знехтувати через їх малості).
Коефіцієнти гармонік і визначаються з наступних виразів:

де - Вхідна напруга сигналу;
- Температурний потенціал, = 25,6 × 10 В;
В - фактор зв'язку (петлеве посилення).
Фактор зв'язку розраховується наступним чином:

Якщо в каскаді відсутня ООС, то в останньому виразі слід покласти
5 РОЗРАХУНОК ПОПЕРЕДНІ КАСКАДІВ
 
5.1 Розрахунок проміжних каскадів
 
Вихідними даними для проектування проміжного каскаду є:
¨ необхідний коефіцієнт посилення ;
¨ максимально допустимий коефіцієнт частотних спотворень ;
¨ максимальна вихідна напруга сигналу ;
¨ величина і характер навантаження.
При виборі типу транзистора попередніх каскадів слід використовувати рекомендації, наведені в підрозділі 4.1.
Оцінимо значення :

де - Максимальна вихідна напруга наступного каскаду;
- Коефіцієнт посилення наступного каскаду.
Навантаженням проміжних каскадів є вхідний опір і вхідні динамічна ємність наступного каскаду.
У більшості випадків необхідні граничні значення і , Визначені за співвідношенням, наведеним у підрозділі 4.1, виявляються значно менше аналогічних довідкових значень для малопотужних транзисторів, що вказує на малосигнальний режим роботи каскаду. У цьому випадку основним критерієм вибору транзистора є

і тип провідності. Схема проміжного каскаду з ОЕ наведена на рисунку 5.1.
При розрахунку необхідного режиму транзисторів проміжних каскадів по постійному току слід орієнтуватися на співвідношення, наведені в підрозділі 4.2. Однак при малосигнальний режимі слід орієнтуватися на той режим транзистора, при якому наводяться його основні довідкові дані (зазвичай для малопотужних ВЧ і НВЧ транзисторів і ).
Розрахунок ланцюгів харчування й термостабілізації проводиться по співвідношеннях, наведеним у підрозділі 4.4. Зазвичай напруга джерела живлення для проміжних каскадів, розраховане за співвідношенням (4.2), виходить менше, ніж для кінцевого каскаду. Щоб живити всі каскади підсилювача від одного джерела живлення, проміжні каскади слід підключати до нього через фільтруючу ланцюг , Що служить крім того для усунення паразитної ОС через джерело живлення.
При паралельному включенні фільтруючої ланцюга її номінали визначаються з наступних співвідношень:

де напруга джерела живлення кінцевого каскаду, для ІУ , - Тривалість імпульсу. Тут передбачається, що з метою поліпшення розв'язки з харчування ланцюг базового подільника включена після фільтруючої ланцюга.
Необхідне значення номіналу можна визначити через значення еквівалентного опору , Яке у свою чергу можна визначити з співвідношення (4.5).
Розрахунок проміжних каскадів в області ВЧ (МВ) в принципі не відрізняється від розрахунку кінцевого каскаду, включаючи і критерії вибору ланцюга ООС. При використанні співвідношень, наведених у підрозділі 4.5, слід замінювати і відповідно на і наступного каскаду.
У ситуації, коли наступного каскаду відносно велика (сотні пікофарад - одиниці нанофарад), з метою зменшення її впливу на розраховується каскаду можливе застосування каскаду з ОК. Варіант схеми предоконечного каскаду з ОК і безпосередньої межкаскадной зв'язком наведено на рис.5.2.
Резистор розраховується з умови забезпечення режиму транзистора VT2 аналогічно резистору базового дільника (Див. підрозділ 4.4) з урахуванням того, що роль струму дільника тут грає струм спокою транзистора VT1. При оцінці термонестійких VT2 слід врахувати ту обставину, що відхід струму колектора (і струму емітера) транзистора VT1 буде в разів посилений транзистором VT2, тому термостабилизация предоконечного каскаду повинна бути досить жорсткою. При розрахунку коефіцієнтів термостабілізації для кінцевого каскаду (див. підрозділ 4.4) слід вважати , Тобто опір транзистора VT1 з боку емітера.
Розрахунок каскаду з ОК рекомендується вести в такій послідовності:
¨ визначаємо еквівалентний опір навантаження



де - Вхідний опір кінцевого каскаду, за відсутності базового подільника у цього каскаду (Див. вираз 4.6);
¨ розраховуємо глибину послідовної ООС по напрузі
;
¨ проводимо розрахунок каскаду в області ВЧ (МВ) за методикою підрозділу 4.4 (аналогічно каскаду з ОЕ);
¨ визначаємо параметри каскаду з ОК

У деяких випадках комбінація каскадів (Каскод) ОК-ОЕ може бути ефективніше Каскод ОЕ-ОЕ.
Оскільки вихідний опір каскаду з ОК носить індуктивний характер, то з метою усунення можливої ​​нерівномірності АЧХ необхідно, щоб резонанс паралельного контуру, утвореного і кінцевого каскаду, лежав поза смуги робочих частот. Частота резонансу визначається за формулою Томпсона, а - За співвідношенням

де m = (1,2 ... 1,6).
5.2 Особливості розрахунку вхідного каскаду
 
Зазвичай від вхідного каскаду потрібне забезпечення заданого вхідного опору УУ. За умови узгодження входу підсилювача з характеристичним опором тракту передачі (або з вимоги технічного завдання забезпечити низькоомний вхід) для ВЧ і НВЧ діапазону частот необхідне значення вхідного опору може становити порядку декількох десятків ом. Значення вхідного опору каскаду з ОЕ зазвичай становить величину в декілька сот му. Найпростішим (але не оптимальним) способом забезпечення в даній ситуації необхідного опору є паралельне включення на вхід каскаду додаткового согласующего резистора , Номінал якого визначається з наступного співвідношення:

де - Потрібне вхідний опір каскаду;
- Отримане вхідний опір каскаду (з урахуванням опору базового дільника).
В іншому розрахунок вхідного каскаду не відрізняється від розрахунку проміжних каскадів.
Оскільки вхідні ланцюг підсилювача вносить спотворення в області ВЧ (МВ), то слід врахувати ці спотворення, вважаючи, що постійна часу вхідного ланцюга на ВЧ дорівнює:

де і відповідно вхідний опір і вхідні динамічна ємність вхідного каскаду підсилювача.
Більш оптимальним є узгодження за допомогою введення у вхідний каскад паралельної ООС по напрузі (ріс.5.3).
Вхідний опір каскаду з паралельною ООС за напругою дорівнює:


де і - Відповідно, коефіцієнт підсилення, еквівалентний опір і опір базового подільника каскаду з ОЕ без ООС.
Частіше доводиться вирішувати зворотну задачу - знаходження по заданому .
Коефіцієнт посилення каскаду з паралельною ООС по напрузі дорівнює:
.
Вихідний опір каскаду з паралельною ООС за напругою дорівнює:

Для визначення параметрів каскаду в області ВЧ слід скористатися співвідношеннями для каскаду з ОЕ без ООС, беручи до уваги, що при розрахунку постійної часу каскаду слід враховувати вихідний опір каскаду з ООС по напрузі, тобто і вплив цієї ООС на крутість - .
Величина розділової ємності вибирається з умови
на , Для ІУ , - Тривалість імпульсу.
При наявності в каскаді комбінованої ООС (послідовної по струму і паралельної по напрузі) слід в першу чергу визначити і c урахуванням впливу послідовної ООС по току, а потім використовувати отримані значення у виразах для паралельної ООС по напрузі.
Більш докладно каскади з ООС описані в [6].
6 РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮВАЧА У ГАЛУЗІ НИЖНІХ ЧАСТОТ
(ВЕЛИКИХ ЧАСІВ)
Нижня гранична частота (або спад плоскої вершини імпульсу) підсилювача визначається впливом розділових і блокувальних ємностей.
Необхідне значення постійної часу для розділових і блокувальних ланцюгів підсилювача визначається з таких співвідношень:
(Для ШУ),
(Для ВП),
де і - Частка частотних спотворень в області НЧ і спаду плоскої вершини імпульсу, розподілених на розділові і блокувальні кола згідно рекомендаціям підрозділу 3.2; - Тривалість імпульсу.
Номінал розділових ємностей можна визначити з співвідношення:
(6.1)
де - Еквівалентний опір, що стоїть ліворуч від розділового конденсатора (зазвичай це каскаду або (Для ОЕ));
- Еквівалентний опір, що стоїть праворуч від розділового конденсатора (зазвичай це каскаду або ).
Номінал блокувальних ємностей в ланцюгах емітерів наближено визначаються як:
(6.2)
При наявності в розраховуються каскадах ООС слід у виразах (6.1) і (6.2) підставляти значення і c урахуванням впливу на них даної ООС.
Можливе використання фільтруючої ланцюги для корекції спаду плоскої вершини імпульсу. При цьому рекомендується брати , Підйом вершини імпульсу (не більше 20%) можна визначити з співвідношення:

При наявності в каскаді НЧ корекції слід уникати застосування колекторної (колекторно-емітерний) схеми термостабілізації через можливе зниження ефекту корекції (внаслідок впливу паралельної ООС по напрузі, що діє при цьому в каскаді).
7 РОЗРАХУНОК регулювань ПОСИЛЕННЯ
 
Зазвичай технічне завдання на проектування підсилювача містить вимогу забезпечити регулювання посилення в заданих межах. Для реалізації цієї вимоги застосовують схеми плавною і ступінчастою (або обидві разом) регулювань посилення. Найбільш часто в ШУ та ВП плавне регулювання здійснюється шляхом введення послідовної ООС по току (рис.7.1).

Величину номіналу регулювального резистора можна визначити з співвідношення:

де D - глибина регулювання, відносні одиниці.
Якщо значення D не задано, то необхідно визначити необхідну величину регулювання посилення, виходячи з можливої ​​зміни сигналу на вході і необхідного виробничого запасу за коефіцієнтом підсилення.

З огляду на те, що крім коефіцієнта посилення дана регулювання змінює і інші параметри каскаду ( ), Її не рекомендується застосовувати у вхідному каскаді. Введення регулювання у вихідний каскад може призвести до перевантаження проміжних каскадів, тобто найбільш доцільно плавне регулювання вводити в один з проміжних каскадів (попередньо оцінивши можливість перевантаження каскадів, що стоять перед регульованим). При великій глибині регулювання (D> 20дБ) слід застосовувати ступінчасте регулювання підсилення. Якщо підсилювач призначений для роботи в узгодженому тракті передачі (тобто , Де - Характеристичний опір тракту передачі), то ступінчастий регулятор (аттенюатор) доцільно виконати на основі симетричних атенюаторів Т-або П-типів [7] (рис.7.2, а, б).
Для П-образної схеми аттенюатора номінали елементів визначаються з наступних співвідношень:

Номінали Т-подібної схеми аттенюатора визначаються наступним чином:


Практична схема східчастого регулятора на 18 дБ для 75-омного тракту передачі наведена на Рис.7.3.
Схема побудована на основі однакових П-подібних ланок з загасанням в шість децибел. У залежності від положення перемикачів даний регулятор забезпечує згасання від 0 до 18 дБ з кроком 6 дБ.
Подібний регулятор зазвичай розташовують між джерелом сигналу і входом підсилювача. У зв'язку з тим, що вхідний і вихідний опору даного регулятора не залежать від рівня внесеного загасання, величина частотних і тимчасових спотворень, створюваних вхідний ланцюгом, також залишається постійною при різних рівнях загасання.
Інші схеми регуляторів можна подивитися, наприклад, в [8].
8 ДЕЯКІ ЗАГАЛЬНІ ПИТАННЯ ПРОЕКТУВАННЯ
 
8.1 Вибір номіналів і типів елементів схеми
 
         Після розрахунку необхідних номіналів елементів схеми випливає, керуючись довідковим матеріалом, провести вибір типів елементів, враховуючи потужність розсіювання для резисторів і робоча напруга для конденсаторів. Крім того, слід уточнити номінали елементів, згідно стандартного ряду. При цьому не слід орієнтуватися на ряди, що відповідають малому (1 .. 2%) розкиду елементів, для більшості ланцюгів підсилювача прийнятний розкид номіналу ± 10%. Виняток становлять ступінчасті регулятори і ланцюги ООС.
8.2 Розрахунок результуючих характеристик
 
Згідно виразами (3.1) ¸ (3.5) за відомими характеристиками каскадів розраховуються результуючі характеристики підсилювача. Характеристики каскадів визначаються виходячи з наступних виразів:
, (8.1)
, (8.2)

.
Якщо в каскадах присутній ООС, то слід врахувати її вплив на і . При розрахунку результуючих характеристик слід враховувати вплив вхідного ланцюга. Використовуючи вирази (8.1), (8.2) для ШУ, будують АЧХ.
8.3 Оформлення пояснювальної записки
 
Оформлення пояснювальної записки (ПЗ) являє собою важливий і трудомісткий етап проектування. Структура ПЗ і правила її оформлення викладені в чинному стандарті підприємства. Вітається оформлення ПЗ за допомогою сучасних програмних засобів ПЕОМ (Word, AutoCAD та ін.) При написанні ПЗ слід орієнтуватися на структуру та оформлення дане допомоги, що минув нормоконтроль на відповідність стандарту підприємства. Необхідно нагадати, що розрахункові співвідношення записуються в такій послідовності: формула (символьне вираз) чисельне вираження результат. З прикладами оформлення курсових проектів можна ознайомитися в кабінеті курсового і дипломного проектування кафедри.
9 ВИСНОВОК
Описана методика розрахунку дозволяє проводити ескізний розрахунок ШУ діапазону ВЧ та ВП з ​​часом встановлення фронту імпульсу порядку десятків наносекунд, що працюють в нізкоомное тракті передачі і виконаних на біполярних транзисторах. Отримані в результаті розрахунку результуючі характеристики можуть бути скориговані шляхом машинного моделювання з допомогою одного з схемотехнічних пакетів (Electronics Workbench [9], PSpice та ін.)
Список використаних джерел
1 Мамонкин І.Г. Підсилювальні устройства.-М.: Зв'язок, 1977.-360 с. : Іл.
2 Шаригіна Л.І. Підсилювальні пристрої-Томськ: Вид-во Томськ. держ. ун-ту, 1976. - 413с.: Іл.
3 Напівпровідникові прилади: Транзістори. / В.Л.Аронов та ін; під заг. ред. М. М. Горюнова
Додати в блог або на сайт

Цей текст може містити помилки.

Комунікації, зв'язок, цифрові прилади і радіоелектроніка | Курсова
134.7кб. | скачати


Схожі роботи:
Проектування і синтез дискретних пристроїв
Автоматизоване проектування електронних пристроїв
Проектування суднового радіоприймальних пристроїв Розрахунок смуги
Проектування пристроїв для базування і закріплення деталей
Складання логічних схем з метою проектування комбінаційних пристроїв
Проектування ланцюгів корекції узгодження та фільтрації підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв
Дослідження методів та інструментальних засобів проектування цифрових пристроїв на основі програмованих
Пристрій контролю за рівнем аналогових сигналів
Аналіз та моделювання цифрових і аналогових схем
© Усі права захищені
написати до нас
Рейтинг@Mail.ru